前端設計論文

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前端設計論文:有線電視傳輸網絡前端機房的設計與實現

有線電視前端機房的技術維護 1.有線電視前端機房的設備要求不斷進行技術維護 有線電視網絡的開通,不斷需要網絡設備的技術支持,更重要的要想保障有線電視的準點、安全品質播放,就必須依賴前端機房的技術維護。在技術維護的過程中,首先要確保有線電視前端機房要達到

設備要求的標準。技術員要對機房中的機器定期進行檢測和維護,還要對調制器進行定期的檢測維護。技術員既要保障正確調節視頻信號,還要經常注意調制器視頻的工作狀態,要確保將調制器調到圖像清晰的臨界狀態。同時,技術員還要關注射頻輸出電平的調節,確保整個系統的信號質量;關注對接口的處理,及時擰緊接口,確保機房許多頻段的高頻信號不會受到外界高頻電波的影響。

2.有線電視網絡傳輸前端機房環境要求

隨著信息時代的到來,有線電視已經走進千家萬戶。為保障群眾能夠收看到品質的電視節目,技術人員就要確保前端機房設備能夠正常運行。因此,技術人員要經常檢查機房環境是否已經達到了要求。首先,機房中的溫度和濕度必須滿足計算機設備的要求。另外,在機房內要注意將塵埃粒徑限定在機器要求之內,對于計算機機房的照明要嚴格參照機房照明設計標準執行,確保技術夾層的照明和大面積照明場所的燈具都能夠達到技術要求。而對于機房中的電磁干擾以及噪音和振動的要求也要限定在機房設備所能承受的頻率之內。只有這樣,才能確保有線電視網絡的有效傳輸。

3.有線電視傳輸網絡前端機房設備的更新換代

隨著有線電視傳輸網絡用戶的增多,對于前端機房設備也不斷提出新的要求。因此,縣城有線電視網絡傳輸機房要不斷更新設備,確保能夠滿足不斷增長的百姓對網絡傳輸信號的需要。

4.有線電視機房的改造

先進的有線電視系統匯集了當今電子技術許多領域的新成就,形成了光纖/電纜混合傳輸的有線電視系統網絡。有線電視網絡系統的帶寬逐步擴容,對機房的要求也越來越高。因此,縣城有線電視網絡中心要重視機房的發展建設,逐步淘汰已經老化的設備,更新設備,提高信號質量,降低故障率。在對前端機房進行改造的過程中,要能遵循安全、舒適實用、節能高效以及具有可擴充性的原則進行機房的改造。在機房改造的過程中,要確保技術和設備能夠適應數字電視業務的發展以及有線電視網絡傳輸中對技術升級的需要。選擇的設備要具有智能化、可管理的功能,方便實時監控,確保機房能夠順利運行。另外,對于設備,要確保技術人員能夠定位解決故障,還要在現有的機房設備中預留充分的擴展空間,實現可分期性無縫對接。

對機房的配套工程建設也要確保安全,采用抗靜電活動地板。并實行內部空間隔斷,對于動力配電系統以及地下線槽工程、接地系統等要確保安全,可以有效實現對機房的有效監控。

有線電視網絡傳輸可以采用計算機輔助設計,確保機房軟件的正確進行

1.計算機輔助設計的思路

有線電視傳輸網絡中有線電視的資源管理是源頭,通過有線電視網絡的計算機輔助設計可以幫助有線網絡傳輸系統直接調用各種資源,使網絡傳輸自動化,可以較大限度地減少簡單重復的勞動。計算機輔助設計應當適當引入CATV器材模板庫中的管理功能,通過選擇不同類型的器材符號,進行網絡參數計算,進而方便進行計算機的輔助設計。同時,有線電視輔助設計系統要借助計算機強大的編輯功能,引入邏輯原理圖的思想進行圖形化編輯。

2.有線電視機房UPS的應用

有線電視網絡傳輸中,現階段機房備用的供電電源系統有交流發電機、蓄電池逆變電源(ups)。技術人員要善于使用計算機進行蓄電池逆變電源供電系統的監控,確保有線電視機房能夠不間斷地轉播電視節目,并能提供安全的UPS供電系統。

3.有線電視寬帶網機房的防雷

(1)NGB模式下基于SDH/OTN的有線電視前端

隨著有線電視機房設備的不斷更新,結合新一代廣播電視網核心技術的要求,有線電視前端機房的網絡環境架構也出現了一定的變化。在NGB模式下搭建的新一代智能光網絡平臺的關鍵技術,已經為縣城有線電視網絡提供了更好的機房平臺的創設,保障了有線電視節目的暢通。

(2)有線電視寬帶網機房要確保安全,首先要注意防雷

隨著有線電視的普及,有線電視網絡中的機房安全問題已經成為技術人員首先要考慮的重點問題。在這種情況下,有線電視網絡前端機房的防雷問題已經引起技術人員的足夠重視。在雷雨天氣,如果有線電視網絡的機房沒有做好防雷措施,那么強大的直擊雷、感應雷以及雷電侵入波會侵害機房,造成機房設備癱瘓。要想避免機房遭受雷擊,不但要在機房外部做好防雷系統,還要在機房所在建筑物配電所的變壓器低壓側裝好避雷針。而在機房內的設備要采用單點接地方式實現防雷地不共線,在內部進行電源防雷和信號防雷。對有線電視光纖寬帶骨干網的中心機房,也要采取機房接地和電源防雷、信號防雷有效防止雷擊

。另外,對進入工作站內部的防雷設施,要做好接地工作,確保有線電視寬帶網機房不會遭受雷擊。

有線電視機房要加強管理,確保機房正常工作

1.要加大機房管理制度

縣城的有線電視機房直接關系著整個縣城的有線電視是否能夠正常收看電視節目,因此,加強有線電視機房的管理制度是重中之重。首先機房要制定相應的機房管理制度,確保維護人員能夠切實遵守安全制度,在維護、測試、搬運、故障排查以及處理等方面能夠嚴格按照機房管理制度進行執行,確保不會造成技術人員發生意外以及系統故障。

2.嚴肅機房值班,確保機房二十四小時值班

盡管機房已經進入自動化時代,但是仍然有不可避免的故障發生。因此,縣城有線電視網絡前端的機房要嚴格執行24小時值班制度,對故障隱患及時進行排查,并保障機房內的內線以及外線電話暢通無阻,在有線電視信號出現問題的時候,及時調整,確保有線電視信號的正常運行。機房內值班人員在遇到無法獨立解決的問題的時候,要盡快通知技術人員到崗進行調試。

結語

總之,隨著全球數字化電視的發展,在大中城市乃至中小縣城有線電視已經占據著較大的市場,有線電視發展的前景是非?？捎^的。因此,加強有線電視網絡前端的機房設計,確保有線電視網絡信號能夠正常運行,并加強機房管理,實現這種設計,是經濟信息時代確保有線電視贏得廣大群眾喜愛的重要因素。有線電視網絡前端機房要加大有線電視網絡機房中的故障排除制度,使有線電視網絡系統能夠更好地為百姓服務。

前端設計論文:低功耗模擬前端電路的設計

低功耗模擬前端電路設計超低功耗、高集成的模擬前端芯片MAX5865是針對便攜式通信設備例如手機、PDA、WLAN以及3G無線終端 而設計的,芯片內部集成了雙路8位接收ADC和雙路10位發送DAC,可在40Msps轉換速率下提供超低功耗與更高的動態性能。芯片中的ADC模擬輸入放大器

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低功耗模擬前端電路設計

超低功耗、高集成的模擬前端芯片MAX5865是針對便攜式通信設備例如手機、PDA、WLAN以及3G無線終端 而設計的,芯片內部集成了雙路8位接收ADC和雙路10位發送DAC,可在40Msps轉換速率下提供超低功耗與更高的動態性能。芯片中的ADC模擬輸入放大器為全差分結構,可以接受1VP-P滿量程信號;而DAC模擬輸出則是全差分信號,在1.4V共模電壓下的滿量程輸出范圍為400mV。利用兼容于SPITM和MICROWIRETM的3線串行接口可對工作模式進行控制,并可進行電源管理,同時可以選擇關斷、空閑、待機、發送、接收及收發模式。通過3線串口將器件配置為發送、接收或收發模式,可使MAX5865工作在FDD或TDD系統。在TDD模式下,接收與發送DAC可以共用數字總線,并可將數字I/O的數目減少到一組10位并行多路復用總線;而在FDD模式下,MAX5865的數字I/O可以被配置為18位并行多路復用總線,以滿足雙8位ADC與雙10位DAC的需要。

1 MAX5865的工作原理

圖1所示為MAX5865內部結構原理框圖,其中,ADC采用七級、全差分、流水線結構,可以在低功耗下進行高速轉換。每半個時鐘周期對輸入信號進行一次采樣。包括輸出鎖存延時在內,通道I的總延遲時間為5個時鐘周期,而通道Q則為5.5個時鐘周期,圖2給出了ADC時鐘、模擬輸入以及相應輸出數據之間的時序關系。ADC的滿量程模擬輸入范圍為VREF,共模輸入范圍為VDD/2±0.2V。VREF為VREFP與VREFN之差。由于MAX5865中的ADC前端帶有寬帶T/H放大器,因此,ADC能夠跟蹤并采樣/保持高頻模擬輸入>奈魁斯特頻率 。使用時可以通過差分方式或單端方式驅動兩路ADC輸入IA+ QA+ IA-與QA- 。為了獲得性能,應該使IA+與IA-以及QA+與QA-間的阻抗相匹配,并將共模電壓設定為電源電壓的一半VDD/2 。ADC數字邏輯輸出DA0~DA7的邏輯電平由OVDD決定,OVDD的取值范圍為1.8V至VDD,輸出編碼為偏移二進制碼。數字輸出DA0~DA7的容性負載必須盡可能低

MAX5865的10位DAC可以工作在高達40MHz的時鐘速率下,兩路DAC的數字輸入DD0~DD9將復用10位總線。電壓基準決定了數據轉換器的滿量程輸出。DAC采用電流陣列技術,用1mA1.024V基準下 滿量程輸出電流驅動400Ω內部電阻可得到±400mV的滿量程差分輸出電壓。而采用差分輸出設計時,將模擬輸出偏置在1.4V共模電壓,則可驅動輸入阻抗大于70kΩ的差分輸入級,從而簡化RF正交上變頻器與模擬前端電路的接口。RF上變頻器需要1.3V至1.5V的共模偏壓,內部直流共模偏壓在保持每個發送DAC整個動態范圍的同時可以省去分立的電平偏移設置電阻,而且不需要編碼發生器產生電平偏移。圖2(b)給出了時鐘、輸入數據與模擬輸出之間的時序關系。一般情況下,I通道數據ID 在時鐘信號的下降沿鎖存,Q通道數據QD 則在時鐘信號的上升沿鎖存。I與Q通道的輸出同時在時鐘信號的下一個上升沿被刷新。

3線串口可用來控制MAX5865的工作模式。上電時,首先必須通過編程使MAX5865工作在所希望的模式下。利用3線串口對器件編程可以使器件工作在關斷、空閑、待機、Rx、Tx或Xcvr模式下,同時可由一個8位數據寄存器來設置工作模式,并可在所有六種模式下使串口均保持有效。在關斷模式下,MAX5865的模擬電路均被關斷,ADC的數字輸出被置為三態模式,從而較大限度地降低了功耗;而空閑模式時,只有基準與時鐘分配電路上電,所有其它功能電路均被關斷,ADC輸出被強制為高阻態。而在待機狀態下,只有ADC基準上電,器件的其它功能電路均關斷,流水線ADC亦被關斷,DA0~DA7為高阻態。

圖2

2 MAX5865的典型應用

MAX5865能以FDD或TDD模式工作在各種不同的應用中如在WCDMA-3GPP FDD 與4G技術的FDD應用中工作于Xcvr模式,或在TD-SCDMA、WCDMA-3GPPTDD 、IEEE802.11a/b/g及IEEE 802.16等TDD應用中在Tx與Rx模式間切換等。在FDD模式下,ADC和DAC可同時工作,且當fCLK 為 40MHz時,消耗的功率為75.6mW。實際上,ADC總線與DAC總線是分開的,并與數字基帶處理器通過18位(8位ADC與10位DAC)并行總線進行連接。而在TDD模式下,ADC與DAC交替工作,ADC與DAC總線共享,它們一起構成10位并行總線連到數字基帶處理器,并可通過3線串行接口選擇Rx模式以啟用ADC或選擇Tx模式啟用DAC。由于在Rx模式下,DAC內核被禁用而不能發送;而Tx模式下,ADC總線為高阻態,從而消除了雜散輻射,同時也避免總線沖突。在TDD模式下,當fCLK為40MHz時,Rx模式下的功耗為63mW,Tx模式下的DAC功耗為38.4mW。

圖3所示是MAX5865工作在TDD模式的應用電路,該方案提供了完整的802.11b射頻前端解決方案。由于MAX5865的DAC采用共模電壓為1.4V的全差分模擬輸出,而ADC具有較寬的輸入共模范圍,可以直接與RF收發器接口,因此可省去電平轉換電路所需要的分立元件和放大器。同時,由于內部產生共模電壓免除了編碼發生器的電平偏移或由電阻電平偏移引起的衰減,DAC保持了全動態范圍。MAX5865的ADC具有1VP-P滿量程范圍,可接受VDD/2 ±200mV 的輸入共模電平。由于可以省去分立的增益放大器與電平轉換元件,因此簡化了RF正交解調器與ADC之間的模擬接口。

前端設計論文:低功耗模擬前端的電路設計

超低功耗、高集成的模擬前端芯片MAX5865是針對便攜式通信設備例如手機、PDA、WLAN以及3G無線終端 而設計的,芯片內部集成了雙路8位接收ADC和雙路10位發送DAC,可在40Msps轉換速率下提供超低功耗與更高的動態性能。芯片中的ADC模擬輸入放大器為全差分結構,可以接受1VP-P滿量程信號;而DAC模擬輸出則是全差分信號,在1.4V共模電壓下的滿量程輸出范圍為400mV。利用兼容于SPITM和MICROWIRETM的3線串行接口可對工作模式進行控制,并可進行電源管理,同時可以選擇關斷、空閑、待機、發送、接收及收發模式。通過3線串口將器件配置為發送、接收或收發模式,可使MAX5865工作在FDD或TDD系統。在TDD模式下,接收與發送DAC可以共用數字總線,并可將數字I/O的數目減少到一組10位并行多路復用總線;而在FDD模式下,MAX5865的數字I/O可以被配置為18位并行多路復用總線,以滿足雙8位ADC與雙10位DAC的需要。

1 MAX5865的工作原理

圖1所示為MAX5865內部結構原理框圖,其中,ADC采用七級、全差分、流水線結構,可以在低功耗下進行高速轉換。每半個時鐘周期對輸入信號進行一次采樣。包括輸出鎖存延時在內,通道I的總延遲時間為5個時鐘周期,而通道Q則為5.5個時鐘周期,圖2給出了ADC時鐘、模擬輸入以及相應輸出數據之間的時序關系。ADC的滿量程模擬輸入范圍為VREF,共模輸入范圍為VDD/2±0.2V。VREF為VREFP與VREFN之差。由于MAX5865中的ADC前端帶有寬帶T/H放大器,因此,ADC能夠跟蹤并采樣/保持高頻模擬輸入>奈魁斯特頻率 。使用時可以通過差分方式或單端方式驅動兩路ADC輸入IA+ QA+ IA-與QA- 。為了獲得性能,應該使IA+與IA-以及QA+與QA-間的阻抗相匹配,并將共模電壓設定為電源電壓的一半VDD/2 。ADC數字邏輯輸出DA0~DA7的邏輯電平由OVDD決定,OVDD的取值范圍為1.8V至VDD,輸出編碼為偏移二進制碼。數字輸出DA0~DA7的容性負載必須盡可能低<15pF ,以避免大的數字電流反饋到MAX5865的模擬部分而降低系統的動態性能。通過數字輸出端的緩沖器可將其與大的容性負載相隔離。而在數字輸出端靠近MAX5865的地方串聯一個100Ω電阻,則有助于改善ADC性能。

MAX5865的10位DAC可以工作在高達40MHz的時鐘速率下,兩路DAC的數字輸入DD0~DD9將復用10位總線。電壓基準決定了數據轉換器的滿量程輸出。DAC采用電流陣列技術,用1mA1.024V基準下 滿量程輸出電流驅動400Ω內部電阻可得到±400mV的滿量程差分輸出電壓。而采用差分輸出設計時,將模擬輸出偏置在1.4V共模電壓,則可驅動輸入阻抗大于70kΩ的差分輸入級,從而簡化RF正交上變頻器與模擬前端電路的接口。RF上變頻器需要1.3V至1.5V的共模偏壓,內部直流共模偏壓在保持每個發送DAC整個動態范圍的同時可以省去分立的電平偏移設置電阻,而且不需要編碼發生器產生電平偏移。圖2(b)給出了時鐘、輸入數據與模擬輸出之間的時序關系。一般情況下,I通道數據ID 在時鐘信號的下降沿鎖存,Q通道數據QD 則在時鐘信號的上升沿鎖存。I與Q通道的輸出同時在時鐘信號的下一個上升沿被刷新。

3線串口可用來控制MAX5865的工作模式。上電時,首先必須通過編程使MAX5865工作在所希望的模式下。利用3線串口對器件編程可以使器件工作在關斷、空閑、待機、Rx、Tx或Xcvr模式下,同時可由一個8位數據寄存器來設置工作模式,并可在所有六種模式下使串口均保持有效。在關斷模式下,MAX5865的模擬電路均被關斷,ADC的數字輸出被置為三態模式,從而較大限度地降低了功耗;而空閑模式時,只有基準與時鐘分配電路上電,所有其它功能電路均被關斷,ADC輸出被強制為高阻態。而在待機狀態下,只有ADC基準上電,器件的其它功能電路均關斷,流水線ADC亦被關斷,DA0~DA7為高阻態。

2 MAX5865的典型應用

MAX5865能以FDD或TDD模式工作在各種不同的應用中如在WCDMA-3GPP FDD 與4G技術的FDD應用中工作于Xcvr模式,或在TD-SCDMA、WCDMA-3GPPTDD 、IEEE802.11a/b/g及IEEE 802.16等TDD應用中在Tx與Rx模式間切換等。在FDD模式下,ADC和DAC可同時工作,且當fCLK 為 40MHz時,消耗的功率為75.6mW。實際上,ADC總線與DAC總線是分開的,并與數字基帶處理器通過18位(8位ADC與10位DAC)并行總線進行連接。而在TDD模式下,ADC與DAC交替工作,ADC與DAC總線共享,它們一起構成10位并行總線連到數字基帶處理器,并可通過3線串行接口選擇Rx模式以啟用ADC或選擇Tx模式啟用DAC。由于在Rx模式下,DAC內核被禁用而不能發送;而Tx模式下,ADC總線為高阻態,從而消除了雜散輻射,同時也避免總線沖突。在TDD模式下,當fCLK為40MHz時,Rx模式下的功耗為63mW,Tx模式下的DAC功耗為38.4mW。

圖3所示是MAX5865工作在TDD模式的應用電路,該方案提供了完整的802.11b射頻前端解決方案。由于MAX5865的DAC采用共模電壓為1.4V的全差分模擬輸出,而ADC具有較寬的輸入共模范圍,可以直接與RF收發器接口,因此可省去電平轉換電路所需要的分立元件和放大器。同時,由于內部產生共模電壓免除了編碼發生器的電平偏移或由電阻電平偏移引起的衰減,DAC保持了全動態范圍。MAX5865的ADC具有1VP-P滿量程范圍,可接受VDD/2 ±200mV 的輸入共模電平。由于可以省去分立的增益放大器與電平轉換元件,因此簡化了RF正交解調器與ADC之間的模擬接口。

3 設計注意事項

3.1 系統時鐘輸入(CLK)

MAX5865芯片的ADC與DAC共享同一CLK輸入,該輸入接受由OVDD設定的CMOS兼容信號電平,范圍為1.8V至VDD。由于器件的級間轉換取決于外部時鐘上升沿和下降沿的重復性,因此,設計時應采用具有低抖動、快速上升和下降(<2ns)的時鐘。特別是在時鐘信號的上升沿進行采樣時,其上升沿的抖動更應盡可能地低。任何明顯的時鐘抖動都會影響片上ADC的SNR性能。

實際上,欠采樣應用對時鐘抖動的要求更嚴格,由于此時有可能將時鐘輸入作為模擬輸入對待,因此,布線時應避開任何模擬輸入或其它數字信號線。MAX5865的時鐘輸入工作在OVDD/2電壓閾值下,能接受50%±15%的占空比。

3.2 基準配置

MAX5865內部具有精密的1.024V內部帶隙基準,該基準可在整個電源供電范圍與溫度范圍內保持穩定。在內部基準模式下,REFIN接VDD時的VREF是由內部產生的0.512V。COM、REFP、REFN均為低阻輸出,電壓分別為VCOM=VDD/2、VREFP=VDD/2+VREF/2、VREFN=VDD/2-VREF/2。分別用0.33μF電容作為REFP、REFN與COM引腳的旁路電容,并用0.1μF電容將REFIN旁路到GND。

在外部基準模式下,在REFIN引腳一般應施加1.024V±10%的電壓。該模式下,COM、REFP與REFN均為低阻輸出,電壓分別為VCOM=VDD/2、VREFP=VDD/2+VREF/4、VREFN=VDD/2-VREF/4?？煞謩e用0.33μF電容作為REFP、REFN與COM引腳的旁路電容,并用0.1μF電容將REFIN旁路到GND。在該模式下,DAC的滿量程輸出電壓和共模電壓均與外部基準成正比。例如,若VREFIN增加10%(

較大值),則DAC的滿量程輸出電壓也增加10%或達到±440mV,同時共模電壓也將增加10%。 3.3 輸入/輸出耦合電路

通常,MAX5865在全差分輸入信號下可提供比單端信號更好的SFDR與THD性能,尤其是在高輸入頻率的情況下。在差分模式下,當輸入IA+、I-A-、QA+、QA- 對稱時,偶次諧波會更低,并且每路ADC輸入僅需要單端模式信號擺幅的一半。而通過非平衡變壓器可為單端信號源至全差分信號的轉換提供出色的解決方案,并可獲得極佳的ADC性能。當然,在沒有非平衡變壓器的情況下,也可以使用運放來驅動MAX5865的ADC,此時,MAXIM公司的MAX4353/MAX4454等運放便可提供高速、帶寬、低噪聲與低失真性能,以保持輸入信號的完整性。

3.4 線路板布線

MAX5865需要采用高速電路布線設計技術,電路布局可以參考MAX5865評估板數據資料。所有旁路電容應盡可能靠近器件安裝,并與器件位于電路板的同側,同時應該選用表貼器件以減小電感。可用0.1μF陶瓷電容與2.2μF電容并聯,以將VDD旁路到GND;也可用0.1μF陶瓷電容與2.2μF電容并聯將OVDD旁路到OGND;同時分別用0.33μF陶瓷電容將REFP、REFN與COM旁路到GND;而用0.1μF電容將REFIN旁路到GND。

通過具有獨立地平面與電源平面層的多層板可以獲得的信號完整性。模擬地(GND)與數字輸出驅動地(OGND)應采用獨立的地平面,并分別與器件封裝上的物理位置相匹配,MAX5865裸露的背面焊盤接到GND平面,兩個地平面應單點相連,以使噪聲較大的數字地電流不會影響模擬地平面。兩個地平面之間空隙上的一點通常是單點共地的位置,可以用一個低阻值的表貼電阻(1Ω至5Ω)、磁珠或直接短路來完成該連接。如果該地平面與所有噪聲較大的數字系統地平面如后續輸出緩沖器或DSP地平面 充分隔離,也可以使所有接地引腳共享同一個地平面。此外,高速數字信號布線應遠離敏感的模擬信號布線,以確保模擬輸入與相應的轉換器隔離,減小通道間的串擾。同時應確保所有信號引線盡可能短,并應避免90°轉角。

前端設計論文:一種為本體設計的動態可視前端插件程序研究

作者：常志超　陳曉輝　牛秦洲

摘 要：在生物系統中，本體(ontology)信息的顯示近幾十年中已經成為一個關鍵的因素。然而在單一應用程序中，在比較不同系統的發展前途時并不能通過一種合適的應用程序得到肯定的回答。介紹的本體插件(ontoslug)是一種容易實現的并能滿足這種需要的應用程序。在教室裝置和生物科學實驗中，本體插件已經被開發利用了。?

關鍵詞：本體；動態可視化；圖形用戶界面(gui)；生物學? ?

本體(ontology)起源于哲學領域,是人類對自然界“存在論”的一種哲學觀點,它意味著知識和知曉。上世紀70-80年代信息科學特別是計算機科學開始了對自然世界認知的形式化的表示,既是可被計算機表示,解釋和利用的知識的形式化的研究-即本體。國外的華人生物信息學家稱為語義(學)。近幾十年中，本體的研究已經延伸到生物學領域。本體的目標是獲取相關領域內共同理解,確定該領域內共同認可的詞匯,并從不同層次的形式化模式上給出這些詞匯和詞匯之間相互關系的明確定義。本體的種類,依照領域依賴程度，可以細分為頂層本體、領域本體、任務本體和應用本體四類。頂層本體描述的是最普遍的概念及概念之間的關系，如空間、時間、事件、行為等等，與具體的應用無關，其他種類的本體都是該類本體的特例；領域本體描述的是某個特定領域(如醫藥、地理等)中的概念及概念之間的關系；任務本體描述的是特定任務或行為中的概念及概念之間的關系；計算機研究主要著重于領域本體，因為領域本體是結構化的領域知識,并可以被計算機解釋和利用。領域本體對生物,醫學信息的研究變得越來越重要。?

1 開發背景介紹?

目前，在遺傳學與蛋白組學中，科學處理的進步已經直接引發了對基因——蛋白質的應用及蛋白質——蛋白質內部反應數據庫(在樣本有機體間進行比較的數據庫)需求的增加。本體論被用作標準化基因及蛋白質的定義和命名及用于代表他們之間的關系。目前在改進本體論的進程中已經證明動態可視的價值。相互作用網絡是我們理解這些系統關鍵，因為他們對復雜的過程進行了提煉和可視化。一份完整的公開的本體片段使用普通的 xml文件來存儲信息。xml是一種載體語言，允許用戶定義自己的文件類型，允許用戶定義任意復雜的信息結構，但是xml只具有語法性，它不能說明所定義的結構的語義。大部分中心本體應用程序能夠顯示與控制復雜的數據，但是缺少能夠用可視化信息輕易表示出不同系統與數據集發展前途的應用程序。大多數的可用的應用程序局限于特別的標記格式而不是一種友好地集成的界面。這些各種各樣的因素導致了生物學領域被分成主要依靠數據可視化的領域和其他的并不經常使用這些工具的更傳統的領域。?

2 本體插件程序(ontoslug)的使用和特點?

本體插件程序(ontoslug)可以被用來顯示和融合各種已存在的本體系統(圖1)。數據間的相互作用發生時主要通過圖形用戶界面(gui)中的四種主要概念來顯示關系：結點、連線、標注和層。當結點和連線不是新的概念時，在不同的系統之間動態連接的結點的特殊功能就使得系統之間的重疊更加緊湊而不丟失信息。在元素之間可變的相互作用的范疇產生了一個數據(該數據可能在多路數據集中出現)的快速的適應性變化。這種需要保留數據集性的過程可能在輸入一個靜態輸入格式時被丟失。?

本軟件的主要使用方法:雙擊ontoslug.exe進入程序，單擊出現主界面。在命令輸入屏上輸入所需要的指令，然后同時單擊shit——enter鍵，即可在圖形用戶界面上顯示數據結點及其關系等信息。同時如果需要還可以加載其他文件或過濾器，命令語法如下表(表1)，其中vat指結點，group指組名,type指類型名，3種類型包括：組，標簽與個人屬性；個人屬性可以是任何通過指令預先添加的標注。label指標簽。?

舉例如下：當在命令輸入屏上輸入以下所需要的指令：new_vat:a:group1 new_vat:b:group1 new_vat:a:group2 new_vat:b:group2 group_col:group1:909000 group_col:group2:900090 new_lingol:a:':b:example 1 new_lingol:a:':b:example2 new_lingol:a:?:a:example 3 new_lingol:b: ——-:b:example 4,該段程序顯示的是不同組中不同結點之間的關系，運行即可看到如下圖(圖2)：?

用panel:on顯示所有元素的總表如下圖(圖3)：?

本體插件程序能夠讓用戶快速輸入來自各種數據源(數據源使用已存在的數據過濾器)或者通用的特制過濾器(可接受并列或重疊的數據結點)的數據信息。在操縱元素時需要很少或者不需要預先得到輸入輸出應用程序系統或運作的知識。為了方便結點的管理，表示不同元素的關系，圖形用戶界面應運而生了。?連接功能實現了不同數據集元素的可視化融合。它能夠在這個結點中被一個補充文件或人工地使用。連接結點的關聯適用于新的連接結點。從結合的結點分為單個結點時的分支也可能通過補充文件或人工的相互作用形成。標記屬性實現從一個結點組向具有相同特征簇的轉變，而不是通過連接聯合在一起。標簽組顯示的發生是伴隨著以下的過程的發生而發生的：褪色成一個更透明的有色陰影區，一次波動的加強顯示，一個改變顏色的方案。所有這些實現了一個簡單的區分，從而把不包括在該組的其他結點區分開來。層使完整的本體顯示繞過本體段，標簽組，結點類型和連接類型。圖型的信息輸出是動態的：可以使信息的分布更簡單，同時在改變了相互作用以后能夠快速適應而且不需要改變結點的分布。更進一步的說，在本體插件程序中，高級搜索，比較，顯示和工具的功能和為一體，同時，結合通用巨指令的可能性將成為將來版本中不可缺少的組成部分。?

3 結語?

總的來說，本體插件程序使研究數據及思維過程輕而易舉的在共同研究者之間共享，同時動態的適應業已存在的相互作用范例。當向其他人介紹該應用程序時，其方便簡單的數據顯示方式使本體插件在這種環境下非常有用。而且它容許獨立的規則溶入到內部相互聯系的作用網絡中。本體插件程序根據特定的需求支持跨平臺的版本(mac或者linux)。

前端設計論文:低功耗模擬前端電路設計

作者：魏 智 來源：國外電子元器件

超低功耗、高集成的模擬前端芯片max5865是針對便攜式通信設備?例如手機、pda、wlan以及3g無線終端?而設計的，芯片內部集成了雙路8位接收adc和雙路10位發送dac，可在40msps轉換速率下提供超低功耗與更高的動態性能。芯片中的adc模擬輸入放大器為全差分結構，可以接受1vp－p滿量程信號；而dac模擬輸出則是全差分信號，在1．4v共模電壓下的滿量程輸出范圍為400mv。利用兼容于spitm和microwiretm的3線串行接口可對工作模式進行控制，并可進行電源管理，同時可以選擇關斷、空閑、待機、發送、接收及收發模式。通過3線串口將器件配置為發送、接收或收發模式，可使max5865工作在fdd或tdd系統。在tdd模式下，接收與發送dac可以共用數字總線，并可將數字i／o的數目減少到一組10位并行多路復用總線；而在fdd模式下，max5865的數字i／o可以被配置為18位并行多路復用總線，以滿足雙8位adc與雙10位dac的需要。

1 max5865的工作原理

圖1所示為max5865內部結構原理框圖，其中，adc采用七級、全差分、流水線結構，可以在低功耗下進行高速轉換。每半個時鐘周期對輸入信號進行一次采樣。包括輸出鎖存延時在內，通道i的總延遲時間為5個時鐘周期，而通道q則為5．5個時鐘周期，圖2給出了adc時鐘、模擬輸入以及相應輸出數據之間的時序關系。adc的滿量程模擬輸入范圍為vref，共模輸入范圍為vdd／2±0．2v。vref為vrefp與vrefn之差。由于max5865中的adc前端帶有寬帶t／h放大器，因此，adc能夠跟蹤并采樣／保持高頻模擬輸入?＞奈魁斯特頻率?。使用時可以通過差分方式或單端方式驅動兩路adc輸入?ia＋? qa＋? ia－與qa－?。為了獲得性能，應該使ia＋與ia－以及qa＋與qa－間的阻抗相匹配，并將共模電壓設定為電源電壓的一半?vdd／2?。adc數字邏輯輸出da0～da7的邏輯電平由ovdd決定，ovdd的取值范圍為1．8v至vdd，輸出編碼為偏移二進制碼。數字輸出da0～da7的容性負載必須盡可能低?＜15pf?，以避免大的數字電流反饋到max5865的模擬部分而降低系統的動態性能。通過數字輸出端的緩沖器可將其與大的容性負載相隔離。而在數字輸出端靠近max5865的地方串聯一個100ω電阻，則有助于改善adc性能。

max5865的10位dac可以工作在高達40mhz的時鐘速率下，兩路dac的數字輸入dd0～dd9將復用10位總線。電壓基準決定了數據轉換器的滿量程輸出。dac采用電流陣列技術，用1ma?1．024v基準下?滿量程輸出電流驅動400ω內部電阻可得到±400mv的滿量程差分輸出電壓。而采用差分輸出設計時，將模擬輸出偏置在1．4v共模電壓，則可驅動輸入阻抗大于70kω的差分輸入級，從而簡化rf正交上變頻器與模擬前端電路的接口。rf上變頻器需要1．3v至1．5v的共模偏壓，內部直流共模偏壓在保持每個發送dac整個動態范圍的同時可以省去分立的電平偏移設置電阻，而且不需要編碼發生器產生電平偏移。圖2（b）給出了時鐘、輸入數據與模擬輸出之間的時序關系。一般情況下，i通道數據?id?在時鐘信號的下降沿鎖存，q通道數據?qd?則在時鐘信號的上升沿鎖存。i與q通道的輸出同時在時鐘信號的下一個上升沿被刷新。

3線串口可用來控制max5865的工作模式。上電時，首先必須通過編程使max5865工作在所希望的模式下。利用3線串口對器件編程可以使器件工作在關斷、空閑、待機、rx、tx或xcvr模式下，同時可由一個8位數據寄存器來設置工作模式，并可在所有六種模式下使串口均保持有效。在關斷模式下，max5865的模擬電路均被關斷，adc的數字輸出被置為三態模式，從而較大限度地降低了功耗；而空閑模式時，只有基準與時鐘分配電路上電，所有其它功能電路均被關斷，adc輸出被強制為高阻態。而在待機狀態下，只有adc基準上電，器件的其它功能電路均關斷，流水線adc亦被關斷，da0～da7為高阻態。

2 max5865的典型應用

max5865能以fdd或tdd模式工作在各種不同的應用中,如在wcdma－3gpp ?fdd?與4g技術的fdd應用中工作于xcvr模式，或在td－scdma、wcdma－3gpp?tdd?、ieee802．11a／b／g及ieee 802．16等tdd應用中在tx與rx模式間切換等。在fdd模式下，adc和dac可同時工作，且當fclk 為 40mhz時，消耗的功率為75．6mw。實際上，adc總線與dac總線是分開的，并與數字基帶處理器通過18位（8位adc與10位dac）并行總線進行連接。而在tdd模式下，adc與dac交替工作，adc與dac總線共享，它們一起構成10位并行總線連到數字基帶處理器，并可通過3線串行接口選擇rx模式以啟用adc或選擇tx模式啟用dac。由于在rx模式下，dac內核被禁用而不能發送；而tx模式下，adc總線為高阻態，從而消除了雜散輻射，同時也避免總線沖突。在tdd模式下，當fclk為40mhz時，rx模式下的功耗為63mw，tx模式下的dac功耗為38．4mw。

圖3所示是max5865工作在tdd模式的應用電路，該方案提供了完整的802．11b射頻前端解決方案。由于max5865的dac采用共模電壓為1．4v的全差分模擬輸出，而adc具有較寬的輸入共模范圍，可以直接與rf收發器接口，因此可省去電平轉換電路所需要的分立元件和放大器。同時，由于內部產生共模電壓免除了編碼發生器的電平偏移或由電阻電平偏移引起的衰減，dac保持了全動態范圍。max5865的adc具有1vp－p滿量程范圍，可接受vdd／2 ?±200mv?的輸入共模電平。由于可以省去分立的增益放大器與電平轉換元件，因此簡化了rf正交解調器與adc之間的模擬接口。

3　設計注意事項

3．1 系統時鐘輸入(clk)

max5865芯片的adc與dac共享同一clk輸入，該輸入接受由ovdd設定的cmos兼容信號電平，范圍為1．8v至vdd。由于器件的級間轉換取決于外部時鐘上升沿和下降沿的重復性，因此，設計時應采用具有低抖動、快速上升和下降（＜2ns）的時鐘。特別是在時鐘信號的上升沿進行采樣時，其上升沿的抖動更應盡可能地低。任何明顯的時鐘抖動都會影響片上adc的snr性能。

實際上，欠采樣應用對時鐘抖動的要求更嚴格，由于此時有可能將時鐘輸入作為模擬輸入對待，因此，布線時應避開任何模擬輸入或其它數字信號線。max5865的時鐘輸入工作在ovdd／2電壓閾值下，能接受50％±15％的占空比。

3．2 基準配置

max5865內部具有精密的1．024v內部帶隙基準，該基準可在整個電源供電范圍與溫度范圍內保持穩定。在內部基準模式下，refin接vdd時的vref是由內部產生的0．512v。com、refp、refn均為低阻輸出，電壓分別為vcom＝vdd／2、vrefp＝vdd／2＋vref／2、vrefn＝vdd／2－vref／2。分別用0．33μf電容作為refp、refn與com引腳的旁路電容，并用0．1μf電容將refin旁路到gnd。

在外部基準模式下，在refin引腳一般應施加1．024v±10％的電壓。該模式下，com、refp與refn均為低阻輸出，電壓分別為vcom＝vdd／2、vrefp＝vdd／2＋vref／4、vrefn＝vdd／2－vref／4。可分別用0．33μf電容作為refp、refn與com引腳的旁路電容，并用0．1μf電容將refin旁路到gnd。在該模式下，dac的滿量程輸出電壓和共模電壓均與外部基準成正比。例如，若vrefin增加10％（較大值），則dac的滿量程輸出電壓也增加10％或達到±440mv，同時共模電壓也將增加10％。

3．3 輸入／輸出耦合電路

通常，max5865在全差分輸入信號下可提供比單端信號更好的sfdr與thd性能，尤其是在高輸入頻率的情況下。在差分模式下，當輸入?ia＋、i-a－、qa＋、qa－?對稱時，偶次諧波會更低，并且每路adc輸入僅需要單端模式信號擺幅的一半。而通過非平衡變壓器可為單端信號源至全差分信號的轉換提供出色的解決方案，并可獲得極佳的adc性能。當然，在沒有非平衡變壓器的情況下，也可以使用運放來驅動max5865的adc，此時，maxim公司的max4353／max4454等運放便可提供高速、帶寬、低噪聲與低失真性能，以保持輸入信號的完整性。

3．4 線路板布線

max5865需要采用高速電路布線設計技術，電路布局可以參考max5865評估板數據資料。所有旁路電容應盡可能靠近器件安裝，并與器件位于電路板的同側，同時應該選用表貼器件以減小電感?？捎?．1μf陶瓷電容與2．2μf電容并聯，以將vdd旁路到gnd；也可用0．1μf陶瓷電容與2．2μf電容并聯將ovdd旁路到ognd；同時分別用0．33μf陶瓷電容將refp、refn與com旁路到gnd；而用0．1μf電容將refin旁路到gnd。

通過具有獨立地平面與電源平面層的多層板可以獲得的信號完整性。模擬地(gnd)與數字輸出驅動地(ognd)應采用獨立的地平面，并分別與器件封裝上的物理位置相匹配，max5865裸露的背面焊盤接到gnd平面，兩個地平面應單點相連，以使噪聲較大的數字地電流不會影響模擬地平面。兩個地平面之間空隙上的一點通常是單點共地的位置，可以用一個低阻值的表貼電阻(1ω至5ω)、磁珠或直接短路來完成該連接。如果該地平面與所有噪聲較大的數字系統地平面?如后續輸出緩沖器或dsp地平面充分隔離，也可以使所有接地引腳共享同一個地平面。此外，高速數字信號布線應遠離敏感的模擬信號布線，以確保模擬輸入與相應的轉換器隔離，減小通道間的串擾。同時應確保所有信號引線盡可能短，并應避免90°轉角。

前端設計論文:數字電視前端網絡管理的系統設計

摘要：當前隨著互聯網技術不斷發展及國家三網融合戰略實施，傳統廣播電視系統在不斷朝著網絡化以及智能化和數字化、集程化方向發展。因此，對網絡系統運行數據進行多方位、實時在線監控具有重要意義。通常而言，主要通過SNMP這一數據網絡協議，并采用Qt設計，使電視廣播等數字化系統集成于一個統一的網絡管理系統中，以便于技術人員結合實際系統運行情況，對我國數字電視前端系統相關設備進行有效監控。

【關鍵詞】數字電視；前端；網絡管理；系統設計

本文在對我國有線電視前端網絡管理系統進行設計優化過程時，主要利用SNMP數據運行協議，使網絡管理系統運行更加簡單、安全、穩定和容易擴展，在設計過程中，Qt的信號/槽機制通過將槽注冊到信號這一設計方式，將二者有效綁定。因此，這一設計優化方式更加靈活，而且通過多對多的關系，實現信號和槽的綁定，使其與我國網絡監控系統的實施運行模式相符。

1數字電視前端的網絡管理系統設計

通常來講，數字電視前端網絡管理系統的設計，對于廣播電視而言十分重要。因此，對其進行科學優化更為關鍵，為了滿足網絡管理系統對電視前端相關運行設備的科學監測這一需求，設計之前應該首先對電視前端系統中的相關復用設備、編碼器和解碼器等基本運行設備的運行情況進行有效實時監測分析，從而最終經過科學設計與優化，進一步實現對電視前端相關設備的網絡化遠程管理。因此，本文在設計構架中，主要采用C/S軟件設計構架，通過集中式布置與優化，從而科學設計系統的數據邏輯結構，保障系統運行中的相關功能邏輯清晰，盡可能防范技術性操作失誤對電視前端網絡管理系統產生重要影響。在此設計優化過程中，本文還主要采用了Qt這一數據系統開發工具，使其面向對象，從而科學制定一套完整的數字電視前端網絡管理系統設計優化方案。該設計方案主要考慮到我國數字電視前端網絡管理的實際需求和具體操作方式，因此將系統架構設計為三個不同的層次，分別為采集層以及數據存儲層和信息呈現層三個運行組件模塊。而在每一層的運行系統中，又通過不同的功能對不同數字電視前端設備進行網絡化管理，由此構建一個集成化與系統化、層次化和模塊化的網絡管理系統。

2數字電視前端網絡管理系統總體架構設計思路分析

（1）通過采集層對數字電視前端的網絡管理設備運行時間及設備名稱、設備具體信息描述以及設備有關聯系人和具體的IP地址、設備的有關位置等基本的信息進行管理，技術人員可以及時將系統采集到的信息日志存入系統數據庫中，從而為其它網絡層相關功能的實現奠定積極的基礎。（2）系統存儲層的主要設計功能是對數據采集層中的相關設備運行信息進行科學預處理，從而確保數據信息存儲的完整性以及科學性，然后針對信息屬性進行分類存儲。在這一層的網絡結構中，系統設備一旦出現運行故障，則可以通過對系統數據庫中存儲的相關信息進行追溯，采用歷史記錄進行系統故障診斷以及維護。除此之外，系統通過信息呈現層實現系統設備相關信息的呈現以及用戶信息系統設備故障診斷報告等信息的直觀展示，從而保障技術人員可以通過信息展示情況對不同的系統設備進行優化與配置。

3數字電視前端網絡管理系統軟件系統功能模塊設計分析

3.1網絡管理系統軟件登錄模塊

在這一運行模塊首先需要對不同的用戶進行權限限制，利用數據信息庫對相關用戶的數據信息進行查找，然后將數據信息直接顯示到系統對話框中，對不同登錄用戶進行科學選擇并輸入運行密碼，使其與用戶信息進行有效匹配，如果匹配成功則進入系統運行主界面，從而實現對數字電視前端的相關運行設備的科學管理。

3.2網絡管理系統軟件功能實現模塊

3.2.1網絡管理系統軟件用戶管理功能在對用戶管理模塊進行分析設計時，首先需要進入到用戶注冊單元，通過信息輸入，在數據庫中進行數據信息查詢，如果用戶界面中顯示用戶反饋信息，則需要使用戶對數據進行重新注冊管理，在用戶數據功能管理模塊，應該通過信息查詢對用戶下拉列表中相關顯示信息進行選擇，并輸入用戶密碼，從而結合信息的匹配情況進行數據信息更改。3.2.2網絡管理系統軟件設備添加功能設備添加功能的實現主要是通過在應用程序主界面中展開添加觸發設備的相關操作，此時會彈出添加相關設備的對話框，技術人員可以將設備具體IP地址以及設備型號和類型及設備名稱輸入對話框中，對設備中的解碼器模塊以及編碼器模塊和通用設備模塊等多個不同的信息模塊進行觸發操作，此時系統中會形成相應的設備界面，并在工具箱中自動生成相應的系統觸發按鈕，通過這些按鈕進行相關操作，并將應用程序打開，將系統自動讀取到的數據信息存儲到數據庫中。3.2.3網絡管理系統軟件故障報告功能在這一設計環節，網絡管理系統人員主要通過在系統應用程序界面中進行故障報告功能選擇，從而進入到系統設備故障分析界面中，在該運行主界面，用戶可對不同設備進行篩選及報警類別選擇和報警時間選擇，從而通過最快的信息查詢方式，獲取數字電視前端網絡管理所需信息，在數據分析與統計基礎上，展開科學決策，從而防止類似的故障再次出現，這一設計方式使網絡管理系統的運行穩定性與安全性大大提升。

4結束語

綜上所述，隨著網絡運行系統的不斷完善，對網絡相關數據進行監測管理非常重要。通過網絡管理系統可以對系統中的相關網絡設備進行實時、在線監控，從而及時掌握網絡設備運行情況，并針對其可能存在的具體故障進行判斷分析，并展開科學化決策。因此，本文正是基于此背景，重點針對我國有線電視數字電視前端的網絡管理系統相關運行理論進行科學分析總結，從而基于Qt設計，實現對我國有線數字電視前端的網絡管理系統進行集成化研究以及設計，在此基礎上，希望通過相關的研究設計進一步深化網絡管理系統在我國數字電視前端管理中的具體應用。

作者：莫小威

前端設計論文:軟件無線電收發機前端設計方法

1是用可調的模塊替代以上結構中被不同模式共享的硬件模塊

使其性能指標根據特定應用模式進行調整，從而降低能耗。上面幾種收發機實現方案在系統設計方面都是沿用傳統的設計方法，即系統的各項指標是按最壞信道質量的極端情況進行設計的。如果能夠找出一種系統設計和電路實現的方法，根據特定的信道和電路PVT狀態，動態調整CMOS電路的工作條件，使其性能恰好滿足要求，即收發機前端性能是對信道質量和電路PVT是自適應的，則收發機的功耗將是低的。

2軟件無線電收發前端設計思路

2.1應用于軟件無線電收發機前端的動態電壓調節技術

動態電壓調節是CMOS數字集成電路中重要的降低功耗的方法，如果能將這種技術用于射頻/模擬/混合信號電路，則在電路電流恒定的情況下，電路功耗隨電壓的下降線性減小。這項技術的成功應用，將使電源電壓成為主動調節手段，而非被動的電路狀態條件，成為軟件無線電收發機前端的自適應降低功耗的重要手段。

2.2性能優化友好的功耗有意識軟件無線收發機前端設計方法

功耗有意識是指設計者在設計中采用的電路結構和參數等，盡可能用較少的功耗實現所期望的電路功能和性能。同時，通過選擇合理電路結構，使電路基底噪聲、線性度、增益、信號較大擺幅等性能的提高與電路中的功率損耗成正相關，這樣如果電路性能恰好滿足要求，則功耗能接近最小。功耗有意識的、性能優化友好的射頻/模擬電路模塊設計方法的研究，不僅使模塊性能優化更高效，而且可以使優化擺脫手工作業、用算法實現，符合軟件無線電模塊化、通用化設計的思想，這是通向具有自適應性的智能射頻前端的途徑。

2.3軟無線電收發前端系統功率動態優化算法

動態優化算法能夠根據信道質量，實時地在線對各個模塊的性能按照一定的規則進行調整，使系統能夠恰好滿足性能要求，并且功耗接近最小。這套對模塊性能進行調整的“規則”，即性能優化算法，應該對所有的不同通信標準、信道狀態、電路PVT狀態普遍適用。而系統需要滿足的性能要求可以是誤碼率，也可以是與其相關的參數，如誤差向量幅度。在不同通信模式下，系統性能期望達到的性能標準可能不同，而這可以作為算法中的可配置參數進行傳遞。

3軟件無線電收發前段設計方案

由于工藝的不斷演進，CMOS集成電路的規模和速度不斷提高，使復雜的信號處理功能得以在個人無線通信終端上實現。本項目擬利用數字信號處理技術，解決軟件無線電收發前端信道質量自適應問題，降低系統功耗。

3.1應用于軟件無線電收發機前端的動態電壓調節技術

對于接收機，本項目擬利用最小均方自適應信號處理算法，在數字基帶對開關噪聲進行抵消，如圖1所示。因為電源上的開關噪聲與開關電源中的時鐘信號正相關，本項目擬利用時鐘信號作為噪聲源參考信號，通過LMS自適應噪聲算法，將接收到的信號中與其相關的部分消除。當然，此方案如需奏效還有一定的前提條件，電源上的噪聲引入的乘法性的干擾可忽略，即前端電路的設計對有電源電壓變化有“友好性”。如果需要消除乘法性的干擾，也可能可以人為地對電源注入經過自適應濾波的開關時鐘信號，經過LMS算法在基帶獲得最小能量時，可認為噪聲消除最徹底。在包絡調制器的輸出端接開關頻率陷波器的方法濾除開關頻率，系統框圖如圖2所示。傳統的包絡調制器是針對特定的通信模式，開關頻率固定，因而濾波器的頻率特性也是固定的。而對于具有自適應性的軟件無線電發射機，為達到效率，希望包絡調制器開關頻率可變，傳統的濾波方案則不能滿足要求。本項目擬利用時域離散信號在頻域隨采樣頻率周期延拓的特性，采用連續時間域與離散域濾波器混合的方式，實現自動跟蹤包絡調制器開關頻率的自適應陷波濾波器圖3為擬采用的自適應開關頻率陷波器結構，其由高通濾波器與時間離散域的低通濾波器串聯而成，而離散域濾波器的開關時鐘是由開關型包絡調制器的開關時鐘產生的同頻時鐘。時域離散的濾波器在頻域隨采樣頻率周期延拓，因此連續時間域的低通特性時間離散化后變為自動跟蹤開關頻率的陷波濾波器。為了保持包絡調制器輸出中直流附近的低頻信號，在陷波濾波器前引入高通濾波器，以隔絕低頻信號。

3.2軟無線電收發前端系統性能動態優化算法

圖4軟件無線電收發機性能功耗動態優化框圖本項目擬采用基帶信號解調后的誤差向量幅度（EVM）作為信號接收質量的判斷標準，相比于誤碼率（BER），其可以通過一幀數據迅速地得到結果。軟件無線電收發前端信道質量自適應算法框圖如圖5所示，其中EVMmax是對于某個通信模式，要滿足通信質量要求所能容忍的較大誤差向量幅度。該算法可以在通信是不斷循環調用，以保障實時性；也可以定時調用，以減小算法本身帶來的能耗。以上算法是建立在性能與功耗正相關的前提下，如果性能最恰好滿足要求，則功耗低。但實際情況下，不同調節方式對同一性能產生的相同的影響，但功耗卻不一定相同，因而需要考慮性能調節方式的功耗成本問題。

4結束語

在上述設計過程中，我們將動態電壓調整技術應用于軟件無線電收發機前端，利用極坐標發射機包絡調制器使軟件無線電的多工作模式自適應，設計出CMOS軟件無線電收發前端性能優化友好的模塊化方法和對信道質量自適應的軟件無線電收發前端性能優化算法。

作者：邱旦峰 于為 卜剛 單位：南京航空航天大學 電子信息工程學院

前端設計論文:降噪抗干擾前端模擬電路設計

【摘要】

由于紅外成像設備在日益復雜的環境中廣泛應用，不可避免會帶來噪聲和干擾。前端模擬電路處理紅外探測器輸出的原始模擬信號，是紅外成像設備重要組成部分。本文通過前端模擬電路的硬件設計，重點討論降噪抗干擾的方法，提高設備的性。

【關鍵詞】

紅外；降噪；抗干擾

1引言

隨著紅外探測器成像技術的發展，人們對紅外圖像質量的要求也越來越高。同時由于系統集成化的趨勢，系統可能會同時裝備紅外、激光、電視等設備，這些設備運行產生的電磁場可能會使紅外設備產生不應有的響應，表現為圖像噪聲大、干擾等現象，嚴重時甚至影響設備的功能。在紅外成像設備中，前端模擬電路連接紅外探測器的輸出和圖像處理單元的輸入，直接處理探測器輸出的最原始模擬信號。加強和優化前端模擬電路的降噪和抗干擾設計，對提高設備整體的穩定性和抗干擾能力具有十分重要的意義。

2前端模擬電路設計

紅外熱像儀前端模擬電路部分主要實現的功能有：探測器工作偏壓的產生；對探測器輸出的模擬信號前置放大；高速模數轉換和數據的合成排序等。

2.1探測器偏壓供給電路設計由于探測器是敏感器件，尤其是長波探測器，電壓波動影響其性能，探測器偏壓供給電路給探測器提供嚴格的低噪聲工作電壓。探測器正常工作所需的偏壓包括讀出電路所需的模擬電壓VDDA、數字電壓VDDL和光電二極管偏壓Gpol。模擬電壓和數字電壓均為固定值5V，而不同探測器的Gpol值并不一樣，因此Gpol偏壓可采用電阻分壓方式，通過調節不同的電阻值實現不同的Gpol電壓輸出。我們采用REF195ES芯片生成模擬電壓和數字電壓。REF195ES較大輸出電流30mA，電壓輸入范圍從5.1V到15V，固定輸出5V，輸出精度±2mV，很好滿足了探測器對模擬電壓和數字電壓的要求。輸出電壓可經過低通噪聲濾波器電路，進一步降低噪聲。低通噪聲濾波器電路通常采用串聯RL電路或串聯RC電路，基本電路結構形式如圖1、圖2所示[1]。從式(1)、(2)可以看出，只要適當選擇R和L的參數，截止頻率可以設置成任何值，因此可以設計出具有任意截止頻率的低通濾波器。為了提高電路的抗干擾性，本文設計一個RC濾波器，其電容值要求遠大于A/D轉換器的輸入電容。這個電容為采樣電容提供電荷，從而消除瞬變。RC濾波器同時也減小放大器地驅動容性負載時產生穩定性問題概率。與電容串聯小電阻有助于防止自激和震蕩。負載電容較大時，交流性能由負載電容和隔離電阻控制。

2.2信號放大電路設計紅外探測器輸出的模擬信號在送入A/D轉換器處理前，經過兩級放大：及時級是噪聲濾波電路，它的作用是濾除探測器CMOS讀出電路的噪聲，同時提供與探測器匹配的輸出阻抗。第二級放大電路是反相放大電路，它將輸入的模擬信號反相放大，同時對信號進行偏置調節。（1）及時級濾波電路。濾波器按照電氣指標一般分為無源濾波器和有源濾波器。由于無源濾波器存在濾波易受系統參數的影響、對某些次諧波有放大的可能、體積大等缺點，此設計中著重考慮應用有源濾波器。與無源濾波器相比，有源濾波器有如下優點：1）信號在無源器件上的損失可以在有源器件上得到補充。2）由于運算放大器具有輸入阻抗高、輸出阻抗低、高增益、高穩定性和閉環增益等參數調整靈活的優點，因此使用有源濾波器的設計較為方便[2]。壓控電壓源二階濾波電路是一種常用的有源二階濾波電路。壓控電壓源二階濾波電路的特點是：運算放大器為同相接法，濾波器的輸入阻抗很高，輸出阻抗很低，濾波器相當于一個電壓源。其優點是：電路性能穩定，增益容易調節。（2）第二級反向放大電路。放大器的負極輸入端接上級信號，正極輸入端接可調正電平。增加反向偏置的原因是，紅外探測器的輸出是探測器響應電壓疊加上直流分量，減少直流電平的大小以便于下一步信號放大。正相輸入的參考電平的好壞對輸出有影響，設計中采用可調電阻分壓來提供正相輸入的參考電平。

2.3A/D轉換電路設計A/D轉換器作為前端模擬電路最重要的組成部分，直接影響到后端信號的處理，因此選擇合適的A/D轉換器十分重要。選擇A/D器件主要考慮以下三種因素：l采樣位數，即精度要求；l采樣頻率，取決于模擬信號的變化快慢；l信噪比。以某型探測器為例，其模擬視頻輸出信號動態范圍大于74dB，較大輸出速率5MHz。根據輸出模擬信號的動態范圍可以計算出，A/D轉換器的轉換位需大于12位。由于探測器數據輸出較大速率是5MHz，因此A/D轉換器的轉換速率也必須得大于5MHz。為了滿足某型號探測器性能指標的要求，我們選用AD9240。AD9240是美國AD公司生產的一種14位、10MSPS高性能模數轉換器，它具有片內高性能采樣保持放大器和電壓參考。在單一+5V電源下，它的功耗僅有285mW，信噪比與失真度為77.5dB，信噪比（f=5MHz）為78.5dB。AD9240的模擬輸入范圍非常靈活，可以是DC或AC耦合的單端或差分輸入[3]。AD9240內部結構框圖如圖4所示。其中VINA與VINB是信號輸入端，CLK提供采樣時鐘，VREF提供參考電平，SENSE控制AD9240的采樣電壓幅度和參考電平來源。紅外探測器的輸出電壓范圍為1.6V~4.6V，為了使A/D轉換器發揮分辨率，需將A/D轉換器的動態范圍覆蓋紅外探測器的輸出范圍。同時為了減少溫度飄移與內部噪聲，提高參考電壓精度，此設計中采用了單端輸入的外部參考源。當使用外部參考方式時,還應當在CAPT與CAPB之間加一個電容網，如圖6所示。該電容網有三個作用：一是與內部參考放大器一起在大頻率范圍下提供一個低阻抗源以驅動A/D內部電路。二是提供內部參考放大器需要的補償。三是限制由參考電源產生的噪聲干擾。

3結論

紅外產品在系統應用過程中，容易受外部干擾，影響圖像質量。論文從紅外產品前端模擬信號處理著手，在原有設計的基礎上，著重探討進一步降低噪聲，提高抗干擾能力的一種設計方法，為后續的設計提供參考。

作者：劉坤 朱志強 單位：華中光電技術研究所—武漢光電國家實驗室

前端設計論文:汽車前端造型與概念設計研究

1行人髖部碰撞區域的造型分析

1.1造型因素對髖部沖擊器碰撞影響的分析

汽車前端造型因素對髖部沖擊器碰撞結果的影響體現在兩方面，一是前端造型的幾何尺寸決定了髖部沖擊器的碰撞輸入能量、初始速度與角度，其中輸入能量與吸能變形空間的需求正相關;另一方面，碰撞接觸面積、碰撞區域內結構件(如上橫梁、機罩鎖、車大燈和進氣格柵等)的布置與髖部沖擊器的損傷參數密切相關。給出髖部沖擊器與機罩前緣碰撞試驗中用于確定初始能量輸入的曲線，可以看出，初始能量輸入對于機罩前緣高度(BLEH)非常敏感。因此，對機罩前緣較高的車型，髖部沖擊器碰撞試驗往往初始輸入動能較高，測試結果相對較差。在實際的造型設計過程中，進氣格柵是汽車前部重要的造型元素，它直接影響整車造型設計風格。通過降低進氣格柵高度，使車輛前端造型更加扁平，能夠相應降低機罩前緣高度，從而減小髖部沖擊器的初始碰撞能量。汽車前大燈一般局部結構剛度較大，也是髖部沖擊器碰撞的關鍵區域，依據行人碰撞要求相應改變大燈造型設計與空間位置，可以設法將其布置在髖部碰撞區域之外。部分現有車型中在車大燈的安裝機構上采用了整體潰縮吸能裝置，以改善局部碰撞緩沖效果，降低行人保護要求對于車燈造型的限制。

1.2基于碰撞能量約束的車型前端外輪廓設計

結合上述分析可以發現，在車型設計早期，可以一定的碰撞能量輸入作為設計目標，對車型外輪廓設計進行約束，從而為后續針對髖部碰撞保護的部件結構和布置設計提供便利。在前保險杠系統方案確定后。首先選取車型正中心截面，即車輛縱向對稱面(y=0)，設定一個碰撞輸入能量(比如500J)，按以下步驟求得對應該輸入能量的組合約束線:(1)按照法規要求，利用截面中一條與垂線成20°的斜線α和保險杠廓形的接觸點，確定保險杠上參考點M;(2)依據法規給定曲線，確定500J能量對應的各組BLEH和BL，描點連線得曲線β;(3)確定車型BLEH的上限值hBLE，并按其高度確定曲線β上的一點N;(4)從點N處作一條截面中與地面交角40°的直線γ;(5)α、β與γ3條直、曲線，去掉它們交點以外的無效線段后，共同組成該截面的一條組合約束線。沿車輛橫向(即保險杠的長度方向)取若干平行于縱向對稱面的截面(對應于不同的碰撞點)，分別按上述步驟求得該截面的組合約束線;這些組合約束線將構成一個約束曲面。只要汽車前端造型設計的曲面在約束曲面之下，即可保障碰撞輸入能量不超過設定值。汽車造型對于行人碰撞試驗結果有明顯影響。在實際工程中，車輛開發早期的造型設計階段就應考慮行人保護要求，以降低工程開發難度，改善車輛的行人保護性能。需要指出的是，髖部沖擊器對不同位置的結構剛度的敏感程度不同，髖部沖擊器下部受力往往對沖擊反力的峰值影響更明顯。因此，接觸點局部造型(尤其是局部的弧度設計)以及由此引起的局部剛度變化等，對髖部沖擊器碰撞結果也會產生影響。此外，汽車低速碰撞和行人腿部碰撞保護等對汽車前端設計(如前車燈和機罩前緣等)也有不同的要求，這些因素均應在車型設計早期予以兼顧。

2機罩前緣結構改進設計

行人沖擊器碰撞均集中在車輛前端的局部區域，輸入動能相對較小，對模型保真度要求較高。本文中利用LS-DYNA軟件建立了樣車前端有限元模型，與實際試驗值進行了對比分析，通過機罩前緣不同位置的碰撞仿真計算對現有車型的髖部碰撞保護性能進行評估，找出損傷參數超標的區域，并從其結構剛度、質量分布和邊界條件特征等方面對結果進行分析。髖部沖擊器碰撞可視為一維運動，主要考查髖部沖擊器在平動過程中受到的沖擊反力合力和彎矩大小。從實際算例和實驗結果來看，沖擊反力與彎矩之間存在一定的比例關系，過高的合力峰值是導致髖部沖擊器碰撞結果較差的主要原因，因此在概念設計中以沖擊反力峰值作為主要研究對象。結構設計目標為在不增加變形吸能空間的前提下，降低沖擊反力峰值;或在不提高沖擊反力峰值的情況下，減小所需要的變形吸能空間。

2.1樣車前端模型的建立

本文中使用的樣車前端結構模型保留了A柱前與行人沖擊器相接觸和對其損傷有較大影響的部件，具體包括:機罩及其附屬部件、車燈、翼子板、散熱器、前保險杠總成(蒙皮、橫梁、吸能盒、下支撐件等)和風窗玻璃等部件。約含20萬個單元，在截面處約束各點運動自由度。為方便表達，將此樣車模型記為模型A。為了驗證模型A的性，實施了樣車前端髖部沖擊器碰撞試驗，試驗中選定的碰撞位置沿車輛橫向的坐標值為Y=350mm，試驗中碰撞位置信息和試驗結果如表1所示。為進行對比，在有限元模型中就同一位置進行了碰撞仿真。仿真計算得到的髖部沖擊器合力曲線與試驗結果比較吻合。兩者的差異可能存在多方面的原因，如仿真模型本身的保真度高低，實際試驗條件與仿真條件可能不匹配，傳感器測量結果誤差等。另外，對比不同文獻給出的髖部沖擊器標定結果時可以發現，在標定結果都滿足試驗要求的情況下，標定試驗曲線也存在明顯不同，因此，本文中的計算結果僅用于車型改進前后髖部碰撞保護水平的相對比較。

2.2髖部沖擊器與樣車前端碰撞仿真

為對樣車的髖部碰撞保護性能進行評估，選取機罩前緣上的4個碰撞位置進行仿真計算，各碰撞位置沿車輛Y向的坐標值，其中碰撞位置1位于機罩前緣中心。各碰撞位置對應的樣車幾何信息和試驗參數。各個碰撞位置對應的髖部沖擊器輸入能量均接近700J，即法規試驗要求的上限值。部件連接、布置、總體剛度和成本等)。

2.3各碰撞位置結構改進的概念設計

在不同的碰撞位置，髖部沖擊器所受的沖擊反力合力峰值是由不同的結構特征造成，因此改進設計應結合各個碰撞位置的局部構造有針對性地進行。需要指出的是，由于髖部沖擊器表層覆蓋泡沫軟材料的存在，它在與車輛接觸時受力曲線會經歷一個斜率相對較小的上升過程，該過程無法避免。在改善波形時主要針對泡沫壓實和車輛結構開始變形之后的碰撞歷程，本文中側重于髖部沖擊器碰撞保護的概念設計，未納入對其他因素的綜合考慮(如部件連接、布置、總體剛度和成本等)。

2.3.1中央碰撞區

針對中央碰撞區(位置1，Y+000)，通過在中央位置處機罩下方加裝變形吸能件，可以利用其在髖部沖擊器碰撞過程的變形吸收碰撞能量，改善髖部沖擊器波形。設計中板件建模選用彈塑性材料(對應LS-DYNA軟件中的24號材料)。第1種設計方案采用階梯狀變形吸能件;第2種設計方案即在上橫梁與機罩之間加裝一個梯形薄板件，該構件包括內外兩件，其中外件能夠使碰撞初期的沖擊反力快速上升，以減小對吸能空間的需求，內件則用于保持平臺力。計算結果表明，加裝變形件有助于沖擊波形形成良好的平臺，髖部沖擊器所需要的變形空間減小了10mm左右。中央位置處機罩下方變形吸能件的設計方案需要說明的是，車型的發動機罩鎖件一般也位于中央碰撞區附近。由于鎖件的結構剛度通常較大，往往會對髖部沖擊器碰撞產生不利影響。本文中使用的樣車有限元模型為發動機罩鎖件預留出相應空間，但模型中并未考慮發動機罩鎖件。在將此類方案應用于實車結構改進時，須結合實際鎖件位置考慮其布置情況，進一步優化構件的材料和幾何等參數，以得到良好的碰撞結果。

2.3.2車燈尖角處

車燈尖角處(Y-356)的碰撞位置3下方變形空間較小，散熱器上橫梁支撐在車燈上方，髖部沖擊器在碰撞過程中帶動機罩等部件與其產生碰撞時，仍然具有較高的殘余速度，從而產生了較高的受力峰值。由于車燈的存在使散熱器上橫梁難以向后下方移動，因此可將局部的散熱器上橫梁材料減弱，以降低構件的局部剛度。計算結果表明，沖擊反力峰值降低了近2kN，髖部沖擊器的反彈時刻推遲約7ms，較大位移增大了約10mm。

2.3.3靠近機罩前緣邊緣的車燈中央處

靠近機罩前緣邊緣的碰撞位置4(Y-500)位于車燈中央，此處車燈燈罩材料剛度較大;部件布置緊湊，局部可變形空間小。髖部沖擊器與之碰撞時有效位移較小，沖擊反力的峰值較高。為降低結構的等效剛度，可以將燈罩所用材料聚丙烯的強度削弱。仿真結果表明，當其彈性模量由2.28GPa降為0.6GPa時，沖擊反力峰值能夠降低1kN左右，與此同時，髖部沖擊器的較大位移增大了約10mm。

2.4綜合改進模型的碰撞計算結果

綜合前3小節對車身模型的改進，即在中央碰撞區域加裝碰撞吸能件，將兩側的散熱器上橫梁改為塑料件，并為車燈選用彈性模量較軟的材料，得到的模型記為模型B。樣車模型A與改進設計后的樣車模型B計算結果對比?？梢钥闯觯鲎参恢?處，模型B在保障沖擊反力不超過髖部沖擊器損傷耐受限度的情況下，沖擊器位移明顯減小，即所需要的變形吸能空間減小，從而為車型部件布置提供了更大的自由度;碰撞位置3和4處，髖部沖擊器所受合力峰值明顯降低。因此，各個位置的碰撞結果均有顯著改善。在EuroNCAP對行人髖部碰撞保護性能的評分方法中，對髖部沖擊器的損傷參數(沖擊反力合力峰值和彎矩峰值)分別規定兩個極值，其中高要求極值對應滿分，低要求極值對應零分，處于兩個極值之間的試驗結果采用線性插值的方式計算相應得分。每次試驗須分別計算合力或彎矩得分，取二者的較小值作為該碰撞位置的得分。EuroNCAP試驗方法中將車輛機罩前緣劃分為(1)、(2)、(3)3個區域，每個區域又包括a或b2個子區。如果汽車廠商贊助EuroNCAP加試，每個區域內最多可進行兩次髖部沖擊器試驗，并取二者的均值作為該區域的得分，仍將3個區域的分值累加;若汽車廠商不贊助EuroNCAP加試，每個區域內只進行一次髖部沖擊器碰撞試驗，按試驗結果計算該區域得分，對3個區域的分值進行累加，得到髖部沖擊器試驗總分。仿真計算中采用的4個碰撞位置相對于EuroNCAP指定試驗區域的分布情況。本文中以髖部沖擊器的沖擊反力合力為主要研究對象，因此EuroNCAP得分的計算以合力峰值為依據，未考慮其彎矩情況。假設區域(1)和區域(3)對稱，則在廠商贊助EuroNCAP加試碰撞位置的前提下(即每個區域在a、b兩個子區內均進行髖部沖擊器碰撞試驗)，模型A和模型B的得分分別為1.4和3.6。可以看出，通過增設可變形吸能結構和削減局部結構剛度等措施，該車型的碰撞結果得到明顯改善。

3結論

髖部沖擊器碰撞試驗中的輸入能量由車輛前端幾何參數決定，并對損傷指標具有顯著影響。合理的造型設計可有效降低碰撞能量輸入，有利于車輛對行人髖部的碰撞保護。盡管實際上髖部沖擊器與機罩前緣的碰撞波形難以達到理想方波，但分析表明碰撞輸入能量與機罩下方最小吸能空間的需求仍是一一對應的。當汽車前端造型固定，即碰撞輸入能量確定后，就須通過機罩內部部件的合理設計與布置來改善髖部沖擊器的碰撞波形，降低損傷指標的峰值，使之接近理想方波，以充分利用吸能空間，提高車輛的行人保護性能。分析汽車前端造型因素與髖部沖擊器碰撞參數輸入之間的關系，提出了基于碰撞能量約束的車輛前端外輪廓設計方法，并基于某實車建立起髖部沖擊器與車輛前端碰撞模型，對其行人髖部碰撞性能進行了分析評估。在輸入能量不變的情況下，針對行人髖部保護進行了局部結構的改進設計。仿真計算結果初步表明，所提出的若干結構改進設計對提高髖部碰撞保護性能是有效的。本文中僅以髖部沖擊器反力峰值的計算結果進行車型改進前后髖部碰撞保護水平的相對比較，且只針對髖部碰撞保護的要求。在下一步的研究中，須進一步考慮髖部沖擊器的較大彎矩情況;并顧及其他設計要求，如保險杠系統須滿足低速碰撞要求，機罩的改進設計應保障發動機散熱、降低車身噪聲和振動性能等。

作者：聶冰冰夏勇黃俊周青劉奇杜漢斌單位：清華大學汽車安全與節能國家重點實驗室上海汽車集團股份有限公司技術中心

前端設計論文:低功耗模擬前端電路設計

超低功耗、高集成的模擬前端芯片MAX5865是針對便攜式通信設備例如手機、PDA、WLAN以及3G無線終端而設計的，芯片內部集成了雙路8位接收ADC和雙路10位發送DAC，可在40Msps轉換速率下提供超低功耗與更高的動態性能。芯片中的ADC模擬輸入放大器為全差分結構，可以接受1VP－P滿量程信號；而DAC模擬輸出則是全差分信號，在1．4V共模電壓下的滿量程輸出范圍為400mV。利用兼容于SPITM和MICROWIRETM的3線串行接口可對工作模式進行控制，并可進行電源管理，同時可以選擇關斷、空閑、待機、發送、接收及收發模式。通過3線串口將器件配置為發送、接收或收發模式，可使MAX5865工作在FDD或TDD系統。在TDD模式下，接收與發送DAC可以共用數字總線，并可將數字I／O的數目減少到一組10位并行多路復用總線；而在FDD模式下，MAX5865的數字I／O可以被配置為18位并行多路復用總線，以滿足雙8位ADC與雙10位DAC的需要。

1MAX5865的工作原理

圖1所示為MAX5865內部結構原理框圖，其中，ADC采用七級、全差分、流水線結構，可以在低功耗下進行高速轉換。每半個時鐘周期對輸入信號進行一次采樣。包括輸出鎖存延時在內，通道I的總延遲時間為5個時鐘周期，而通道Q則為5．5個時鐘周期，圖2給出了ADC時鐘、模擬輸入以及相應輸出數據之間的時序關系。ADC的滿量程模擬輸入范圍為VREF，共模輸入范圍為VDD／2±0．2V。VREF為VREFP與VREFN之差。由于MAX5865中的ADC前端帶有寬帶T／H放大器，因此，ADC能夠跟蹤并采樣／保持高頻模擬輸入＞奈魁斯特頻率。使用時可以通過差分方式或單端方式驅動兩路ADC輸入IA＋QA＋IA－與QA－。為了獲得性能，應該使IA＋與IA－以及QA＋與QA－間的阻抗相匹配，并將共模電壓設定為電源電壓的一半VDD／2。ADC數字邏輯輸出DA0～DA7的邏輯電平由OVDD決定，OVDD的取值范圍為1．8V至VDD，輸出編碼為偏移二進制碼。數字輸出DA0～DA7的容性負載必須盡可能低＜15pF，以避免大的數字電流反饋到MAX5865的模擬部分而降低系統的動態性能。通過數字輸出端的緩沖器可將其與大的容性負載相隔離。而在數字輸出端靠近MAX5865的地方串聯一個100Ω電阻，則有助于改善ADC性能。MAX5865的10位DAC可以工作在高達40MHz的時鐘速率下，兩路DAC的數字輸入DD0～DD9將復用10位總線。電壓基準決定了數據轉換器的滿量程輸出。DAC采用電流陣列技術，用1mA1．024V基準下滿量程輸出電流驅動400Ω內部電阻可得到±400mV的滿量程差分輸出電壓。而采用差分輸出設計時，將模擬輸出偏置在1．4V共模電壓，則可驅動輸入阻抗大于70kΩ的差分輸入級，從而簡化RF正交上變頻器與模擬前端電路的接口。RF上變頻器需要1．3V至1．5V的共模偏壓，內部直流共模偏壓在保持每個發送DAC整個動態范圍的同時可以省去分立的電平偏移設置電阻，而且不需要編碼發生器產生電平偏移。圖2（b）給出了時鐘、輸入數據與模擬輸出之間的時序關系。一般情況下，I通道數據ID在時鐘信號的下降沿鎖存，Q通道數據QD則在時鐘信號的上升沿鎖存。I與Q通道的輸出同時在時鐘信號的下一個上升沿被刷新。

3線串口可用來控制MAX5865的工作模式。上電時，首先必須通過編程使MAX5865工作在所希望的模式下。利用3線串口對器件編程可以使器件工作在關斷、空閑、待機、Rx、Tx或Xcvr模式下，同時可由一個8位數據寄存器來設置工作模式，并可在所有六種模式下使串口均保持有效。在關斷模式下，MAX5865的模擬電路均被關斷，ADC的數字輸出被置為三態模式，從而較大限度地降低了功耗；而空閑模式時，只有基準與時鐘分配電路上電，所有其它功能電路均被關斷，ADC輸出被強制為高阻態。而在待機狀態下，只有ADC基準上電，器件的其它功能電路均關斷，流水線ADC亦被關斷，DA0～DA7為高阻態。

圖2

2MAX5865的典型應用

MAX5865能以FDD或TDD模式工作在各種不同的應用中如在WCDMA－3GPPFDD與4G技術的FDD應用中工作于Xcvr模式，或在TD－SCDMA、WCDMA－3GPPTDD、IEEE802．11a／b／g及IEEE802．16等TDD應用中在Tx與Rx模式間切換等。在FDD模式下，ADC和DAC可同時工作，且當fCLK為40MHz時，消耗的功率為75．6mW。實際上，ADC總線與DAC總線是分開的，并與數字基帶處理器通過18位（8位ADC與10位DAC）并行總線進行連接。而在TDD模式下，ADC與DAC交替工作，ADC與DAC總線共享，它們一起構成10位并行總線連到數字基帶處理器，并可通過3線串行接口選擇Rx模式以啟用ADC或選擇Tx模式啟用DAC。由于在Rx模式下，DAC內核被禁用而不能發送；而Tx模式下，ADC總線為高阻態，從而消除了雜散輻射，同時也避免總線沖突。在TDD模式下，當fCLK為40MHz時，Rx模式下的功耗為63mW，Tx模式下的DAC功耗為38．4mW。

圖3所示是MAX5865工作在TDD模式的應用電路，該方案提供了完整的802．11b射頻前端解決方案。由于MAX5865的DAC采用共模電壓為1．4V的全差分模擬輸出，而ADC具有較寬的輸入共模范圍，可以直接與RF收發器接口，因此可省去電平轉換電路所需要的分立元件和放大器。同時，由于內部產生共模電壓免除了編碼發生器的電平偏移或由電阻電平偏移引起的衰減，DAC保持了全動態范圍。MAX5865的ADC具有1VP－P滿量程范圍，可接受VDD／2±200mV的輸入共模電平。由于可以省去分立的增益放大器與電平轉換元件，因此簡化了RF正交解調器與ADC之間的模擬接口。

3設計注意事項

3．1系統時鐘輸入(CLK)

MAX5865芯片的ADC與DAC共享同一CLK輸入，該輸入接受由OVDD設定的CMOS兼容信號電平，范圍為1．8V至VDD。由于器件的級間轉換取決于外部時鐘上升沿和下降沿的重復性，因此，設計時應采用具有低抖動、快速上升和下降（＜2ns）的時鐘。特別是在時鐘信號的上升沿進行采樣時，其上升沿的抖動更應盡可能地低。任何明顯的時鐘抖動都會影響片上ADC的SNR性能。

實際上，欠采樣應用對時鐘抖動的要求更嚴格，由于此時有可能將時鐘輸入作為模擬輸入對待，因此，布線時應避開任何模擬輸入或其它數字信號線。MAX5865的時鐘輸入工作在OVDD／2電壓閾值下，能接受50％±15％的占空比。

3．2基準配置

MAX5865內部具有精密的1．024V內部帶隙基準，該基準可在整個電源供電范圍與溫度范圍內保持穩定。在內部基準模式下，REFIN接VDD時的VREF是由內部產生的0．512V。COM、REFP、REFN均為低阻輸出，電壓分別為VCOM＝VDD／2、VREFP＝VDD／2＋VREF／2、VREFN＝VDD／2－VREF／2。分別用0．33μF電容作為REFP、REFN與COM引腳的旁路電容，并用0．1μF電容將REFIN旁路到GND。

在外部基準模式下，在REFIN引腳一般應施加1．024V±10％的電壓。該模式下，COM、REFP與REFN均為低阻輸出，電壓分別為VCOM＝VDD／2、VREFP＝VDD／2＋VREF／4、VREFN＝VDD／2－VREF／4。可分別用0．33μF電容作為REFP、REFN與COM引腳的旁路電容，并用0．1μF電容將REFIN旁路到GND。在該模式下，DAC的滿量程輸出電壓和共模電壓均與外部基準成正比。例如，若VREFIN增加10％（較大值），則DAC的滿量程輸出電壓也增加10％或達到±440mV，同時共模電壓也將增加10％。

3．3輸入／輸出耦合電路

通常，MAX5865在全差分輸入信號下可提供比單端信號更好的SFDR與THD性能，尤其是在高輸入頻率的情況下。在差分模式下，當輸入IA＋、I-A－、QA＋、QA－對稱時，偶次諧波會更低，并且每路ADC輸入僅需要單端模式信號擺幅的一半。而通過非平衡變壓器可為單端信號源至全差分信號的轉換提供出色的解決方案，并可獲得極佳的ADC性能。當然，在沒有非平衡變壓器的情況下，也可以使用運放來驅動MAX5865的ADC，此時，MAXIM公司的MAX4353／MAX4454等運放便可提供高速、帶寬、低噪聲與低失真性能，以保持輸入信號的完整性。

3．4線路板布線

MAX5865需要采用高速電路布線設計技術，電路布局可以參考MAX5865評估板數據資料。所有旁路電容應盡可能靠近器件安裝，并與器件位于電路板的同側，同時應該選用表貼器件以減小電感?？捎?．1μF陶瓷電容與2．2μF電容并聯，以將VDD旁路到GND；也可用0．1μF陶瓷電容與2．2μF電容并聯將OVDD旁路到OGND；同時分別用0．33μF陶瓷電容將REFP、REFN與COM旁路到GND；而用0．1μF電容將REFIN旁路到GND。

通過具有獨立地平面與電源平面層的多層板可以獲得的信號完整性。模擬地(GND)與數字輸出驅動地(OGND)應采用獨立的地平面，并分別與器件封裝上的物理位置相匹配，MAX5865裸露的背面焊盤接到GND平面，兩個地平面應單點相連，以使噪聲較大的數字地電流不會影響模擬地平面。兩個地平面之間空隙上的一點通常是單點共地的位置，可以用一個低阻值的表貼電阻(1Ω至5Ω)、磁珠或直接短路來完成該連接。如果該地平面與所有噪聲較大的數字系統地平面如后續輸出緩沖器或DSP地平面充分隔離，也可以使所有接地引腳共享同一個地平面。此外，高速數字信號布線應遠離敏感的模擬信號布線，以確保模擬輸入與相應的轉換器隔離，減小通道間的串擾。同時應確保所有信號引線盡可能短，并應避免90°轉角。

前端設計論文:有關數字電視前端的網絡管理系統設計探析

摘 要

當前隨著互聯網技術不斷發展及國家三網融合戰略實施，傳統廣播電視系統在不斷朝著網絡化以及智能化和數字化、集程化方向發展。因此，對網絡系統運行數據進行多方位、實時在線監控具有重要意義。通常而言，主要通過SNMP這一數據網絡協議，并采用Qt設計，使電視廣播等數字化系統集成于一個統一的網絡管理系統中，以便于技術人員結合實際系統運行情況，對我國數字電視前端系統相關設備進行有效監控。

【關鍵詞】數字電視 前端 網絡管理 系統設計

本文在對我國有線電視前端網絡管理系統進行設計優化過程時，主要利用SNMP數據運行協議，使網絡管理系統運行更加簡單、安全、穩定和容易擴展，在設計過程中，Qt的信號/槽機制通過將槽注冊到信號這一設計方式，將二者有效綁定。因此，這一設計優化方式更加靈活，而且通過多對多的關系，實現信號和槽的綁定，使其與我國網絡監控系統的實施運行模式相符。

1 數字電視前端的網絡管理系統設計

通常來講，數字電視前端網絡管理系統的設計，對于廣播電視而言十分重要。因此，對其進行科學優化更為關鍵，為了滿足網絡管理系統對電視前端相關運行設備的科學監測這一需求，設計之前應該首先對電視前端系統中的相關復用設備、編碼器和解碼器等基本運行設備的運行情況進行有效實時監測分析，從而最終經過科學設計與優化，進一步實現對電視前端相關設備的網絡化遠程管理。

因此，本文在設計構架中，主要采用C/S軟件設計構架，通過集中式布置與優化，從而科學設計系統的數據邏輯結構，保障系統運行中的相關功能邏輯清晰，盡可能防范技術性操作失誤對電視前端網絡管理系統產生重要影響。在此設計優化過程中，本文還主要采用了Qt這一數據系統開發工具，使其面向對象，從而科學制定一套完整的數字電視前端網絡管理系統設計優化方案。該設計方案主要考慮到我國數字電視前端網絡管理的實際需求和具體操作方式，因此將系統架構設計為三個不同的層次，分別為采集層以及數據存儲層和信息呈現層三個運行組件模塊。而在每一層的運行系統中，又通過不同的功能對不同數字電視前端設備進行網絡化管理，由此構建一個集成化與系統化、層次化和模塊化的網絡管理系統。

2 數字電視前端網絡管理系統總體架構設計思路分析

（1）通過采集層對數字電視前端的網絡管理設備運行時間及設備名稱、設備具體信息描述以及設備有關聯系人和具體的IP地址、設備的有關位置等基本的信息進行管理，技術人員可以及時將系統采集到的信息日志存入系統數據庫中，從而為其它網絡層相關功能的實現奠定積極的基礎。

（2）系統存儲層的主要設計功能是對數據采集層中的相關設備運行信息進行科學預處理，從而確保數據信息存儲的完整性以及科學性，然后針對信息屬性進行分類存儲。在這一層的網絡結構中，系統設備一旦出現運行故障，則可以通過對系統數據庫中存儲的相關信息進行追溯，采用歷史記錄進行系統故障診斷以及維護。

除此之外，系統通過信息呈現層實現系統設備相關信息的呈現以及用戶信息系統設備故障診斷報告等信息的直觀展示，從而保障技術人員可以通過信息展示情況對不同的系統設備進行優化與配置。

3 數字電視前端網絡管理系統軟件系統功能模塊設計分析

3.1 網絡管理系統軟件登錄模塊

在這一運行模塊首先需要對不同的用戶進行權限限制，利用數據信息庫對相關用戶的數據信息進行查找，然后將數據信息直接顯示到系統對話框中，對不同登錄用戶進行科學選擇并輸入運行密碼，使其與用戶信息進行有效匹配，如果匹配成功則進入系統運行主界面，從而實現對數字電視前端的相關運行設備的科學管理。

3.2 網絡管理系統軟件功能實現模塊

3.2.1 網絡管理系統軟件用戶管理功能

在對用戶管理模塊進行分析設計時，首先需要進入到用戶注冊單元，通過信息輸入，在數據庫中進行數據信息查詢，如果用戶界面中顯示用戶反饋信息，則需要使用戶對數據進行重新注冊管理，在用戶數據功能管理模塊，應該通過信息查詢對用戶下拉列表中相關顯示信息進行選擇，并輸入用戶密碼，從而結合信息的匹配情況進行數據信息更改。

3.2.2 網絡管理系統軟件設備添加功能

設備添加功能的實現主要是通過在應用程序主界面中展開添加觸發設備的相關操作，此時會彈出添加相關設備的對話框，技術人員可以將設備具體IP地址以及設備型號和類型及設備名稱輸入對話框中，對設備中的解碼器模塊以及編碼器模塊和通用設備模塊等多個不同的信息模塊進行觸發操作，此時系統中會形成相應的設備界面，并在工具箱中自動生成相應的系統觸發按鈕，通過這些按鈕進行相關操作，并將應用程序打開，將系統自動讀取到的數據信息存儲到數據庫中。

3.2.3 網絡管理系統軟件故障報告功能

在這一設計環節，網絡管理系統人員主要通過在系統應用程序界面中進行故障報告功能選擇，從而進入到系統設備故障分析界面中，在該運行主界面，用戶可對不同設備進行篩選及報警類別選擇和報警時間選擇，從而通過最快的信息查詢方式，獲取數字電視前端網絡管理所需信息，在數據分析與統計基礎上，展開科學決策，從而防止類似的故障再次出現，這一設計方式使網絡管理系統的運行穩定性與安全性大大提升。

4 結束語

綜上所述，隨著網絡運行系統的不斷完善，對網絡相關數據進行監測管理非常重要。通過網絡管理系統可以對系統中的相關網絡設備進行實時、在線監控，從而及時掌握網絡設備運行情況，并針對其可能存在的具體故障進行判斷分析，并展開科學化決策。因此，本文正是基于此背景，重點針對我國有線電視數字電視前端的網絡管理系統相關運行理論進行科學分析總結，從而基于Qt設計，實現對我國有線數字電視前端的網絡管理系統進行集成化研究以及設計，在此基礎上，希望通過相關的研究設計進一步深化網絡管理系統在我國數字電視前端管理中的具體應用。

前端設計論文:集群通信基站接收系統RF前端的設計與研發

[摘 要]集群通信系統主要就是一種高級的無線調度通信系統，其具有容量大、功能多、效率高等特點，屬于專用業務的無線調度系統。數字集群通信系統是由基站、交換機、調度臺、網管系統、覆蓋系統等超大規模的集成電路、計算機技術、有線的交換技術共同結合而成的產物。因為系統接收前端性能指標在整個性能中有重要的影響，且集群系統性能的好壞對接收系統的整體性能優劣也有直接的影響，還決定著系統后面的電路指標上限。因此，研制具有較高性能的接收系統前端能夠使整個系統的質量、效率大大提升。本文主要對集群通信基站接收系統RF前端的設計與研發進行分析，以期促進接收系統前端的整體性能。

[關鍵詞]集群通信；接收系統；RF前端設計

1.前言

集群通信系統主要是利用基站TB3、根據用戶的需求通過主控信道自動給用戶分配話音信道。集群通信系統具有群組呼叫、緊急呼叫、私密呼叫和打電話等功能，另外其還能夠給使用的人員提供穩定通信信道、快速建立通話、動態重組，尤其是對緊急的特殊任務進行執行的過程中，集群系統的這些功能十分重要。由于集群通信系統中存在資源共享等優點，企業單位、政府機關均能夠參照不同的部門需求對同一套集群通信設備進行共享，進而更好的給環境衛生、警務、公用設施的管理、政務等提供服務。

2.集群通信基站的接收系統RF前端設計及研發分析

2.1 分析集群通信接收站系統中的關鍵技術指標

在800MHz集群通信基站中，其接收機模塊主要包含：射頻的前端、調節電路、頻率綜合器。利用PLL、晶體振蕩器可以使其分別產生及時和第二本地振蕩信號。在及時中頻中，其頻率是45MHz，而第二中頻的頻率則是455KHz。在集群系統中其整體的電路包括：LNA、濾波器、PLL頻率源、混頻器、限幅電路/中頻放大電路、直流電路、FM解調電路等[1]。為了更好的達到用戶所提出的實際接收技術指標，使系統的穩定性上升、造價成本降低、尺寸縮小、大范圍的通話等需求得以實現，設計、研究人員一定要根據相應的噪聲系數、靈敏度等要求對接收機的量化指標進行論證，且選擇適合的器件來達到各項指標的具體要求。

2.2 接收系統工作原理及設計方案分析

2.2.1 工作原理

在本接收機中，其主要是通過超外差結構進行工作，而該結構能在低中頻中實現相對的帶寬較窄，但矩形系數比較高的中頻濾波器，可以使接收機中的選擇性提升，使射頻級中高增益實現的難度大大降低。因受到經濟一體化的影響，在公眾、專業的移動通信等一些領域中，有效促進了集群標準制定。比如在專業的移動通信范疇中的鐵路、航海、內河航運、航空、旅游、高速公路以及公安、武警等機構的專業網絡中，伴隨其業務的范圍逐漸擴展，更加需要統一、先進的通信技術方法。在此趨勢的影響下要求集群系統要實現統一、方便跨省、跨地區、跨部門聯網。在我國集群通信憑借其高效、迅捷、安全等優點得到了持續的發展，如今早已成我國通信市場中廣泛重視的一項熱門技術[2]。

2.2.2 接收系統RF前端設計方案的可行性

想要使接收系統前端所需指標得以實現，一定要對其可行性進行嚴格論證。對于手機的噪聲系數、靈敏度、線性度、增益分配必須進行詳細的數學計算，進而才可以知道設計中選用的結構體系和電路器件進行連接之后是否可以達到標準，最終更好的對接收系統RF前端進行設計。

2.3 集群通信接收系統中主要的模塊電路的設計分析

2.3.1 分析射頻前端的實現方案

將進入到系統中的干擾信號濾除，可將預選濾波器放置在噪聲較低的放大器的前面，且把中頻濾波器放在各個混頻器的后面。其中，所使用的預選濾波器應采用型號為LC型的，并將晶體的濾波器用作及時中頻濾波器，陶瓷的濾波器則用作第二中頻濾波器，還必須把帶寬控制在接收中所需的中頻帶寬上，進而使進入到解調器中的噪聲帶寬口得以減小[3]。

2.3.2 分析音頻放大電路與FM解調電路的設計

FM解調電路在本系統中往往是通過正交FM解調器進行工作，而正交FM解調器又可以稱作符合門檢波器，對兩個正交（即相位差為900）的信號進行相乘，進而從復合的中頻波形內將原始的信息信號提取出來，而正交的檢波器應采用900的移相器、檢波器、單調諧電路來對FM信號機械能解調。900移相器輸出信號和所接收的實際中頻信號之間呈正交關系，且調諧電路可以把頻率的變化轉變成相位的變化，而乘積檢波器則把移相之后的IF信號、接收到得的IF信號進行相乘，進而使正交得以實現，解調出具體的音頻信號。在FM系統中，噪聲功率的譜密度呈現出拋物線形，與信息信號低頻分量相比FM性能較好，因為FM系統中信息信號的高頻分量均有高電平噪聲存在，因而必須衰減解調信號高頻分量。為了對信息信號的高頻分量衰減進行彌補，可以在接收系統中使用一個低通的濾波器[4]。

3.對接收系統進行相應的調試及測試

3.1 對系統的主模塊進行測試

在該接收系統中，其是由三個獨立的3個部分所組成，即射頻的前端、解調電路、頻率綜合器。對系統進行設計的過程中相關人員是利用獨立的3個部分進行調試，雖然可以給樣品調試、檢測提供有力的條件，但是存在一定的弊端，一定要確保射頻部分的性能良好、每個通道間應有相應的一致性，只有保障各級系統性能完整才可以使系統的聯合調試順利完成，對系統主模塊進行測試時必須注意以上的要求。

3.2 動態范圍和靈敏度測試

對系統的各個部分進行測試的過程中，首先應通過Agilent E4432B信號源將FM信號輸入其中，而輸入信號的載頻是800MHz，其調制深度、調制頻率分別為1KHz。經過相應的測試之后，可以測試出本系統的靈敏度良好，將大信號輸入其中并不會產阻塞的現象，由于SA617中頻具有限幅、放大的作用，且該芯片還具有高動態的范圍，而且正是因此動態范圍達到了客戶的需求，因而當初進行設計時并沒有選擇AGC電路，這樣的設計不但可以使成本得到有效節約，還可以防止基站在對信號進行接收時因AGC增益變化導致近距離的大信號對遠距離的小信號進行壓制的問題產生[5]。

3.3 對解調電路進行測試

對于FM解調電路而言，其往往是使用900的正交檢波器把兩個正交的信號進行相乘。然后再利用檢波器、單調諧電路、移相器對FM信號解調。900移相器輸出的信號和所接收的中頻信號之間是正交關系。

4.結束語

綜上所述，通過對國內、國外現有技術的基礎上分析、研究集群通信基站接收系統RF前端的設計、工程實踐。通過對集群通信的接收系統設計進行分析后，使相關人員注意到了設計、研究過程中必須要重視的問題，并利用相應的措施對其進行解決，而且還得出集群通信接受系統具有低耗能、低成本、小型化、高效率等優點，其可以給集群通信系統穩定性的不斷提升奠定良好的基礎。

前端設計論文:基于超導接收機前端的低溫低噪聲放大器設計

摘 要：低噪聲放大器是接收機系統的重要模塊。介紹了應用于P波段的低溫低噪放大器的設計和調試方法，通過使用PHEMT晶體管，按照最小噪聲系數設計，采用兩級級聯，并引入源級負反饋和電阻并聯負反饋來提高系統穩定性。在77 K溫度下，實測放大器增益大于30 dB，噪聲系數低于0.5 dB，輸入輸出反射系數小于―15 dB。

關鍵詞：低溫;低噪聲放大器;穩定性;噪聲系數

0 引 言

隨著現代無線通信、微波測量、電子對抗等技術的高速發展，一些工作特定環境下的接收機需要更高的性能要求。高溫超導接收機（High temperature superconducting receiver，HTS receiver）前端則以其高靈敏度、高選擇性、極低噪聲等特點應運而生，高溫超導接收機前端由高溫超導濾波器和低溫低噪聲放大器（Cryogenic Low Noise Amplifier， CLNA）組成。CLNA作為接收機及時級有源器件，其噪聲性能直接決定了接收機的靈敏度。文獻[1]顯示，在常用通訊頻段中，60K低溫下的放大器噪聲系數（Noise Figure，NF）較之常溫下的噪聲系數下降約0.4 dB，這可極大提高通信的傳輸效率和質量。目前，HTS receiver在雷達、通信、射電天文接收機中得到廣泛的應用。

近年來，通過低溫冷卻LNA中的高電子遷移率晶體管（High Electron Mobility Transistor，HEMT）使得低噪聲放大器快速發展并大幅提高了其性能。但HEMT管難以在幾百兆赫茲頻率范圍工作的的同時達到較小噪聲，文獻[1，2]亦是工作在800 MHz及以上頻率范圍。本文根據設計要求，在500～700 MHz頻率范圍內設計出能優異的CLNA，這必須權衡低NF、高增益，無條件穩定等因素，無疑增加了設計難度。本文最終實現77 K液氮低溫環境下：噪聲系數小于0.5 dB，增益大于30 dB，反射系數小于-15 dB。

1 低溫低噪聲放大器的設計與仿真

1.1 器件選擇

由于器件在低溫下的工作特性與常溫環境下不同，通過常規手段設計的常溫低噪聲放大器直接應用于低溫環境中通常不能滿足設計要求。對于低溫低噪聲放大器的網絡參數直接在低溫下調整還難以實現，文獻[2]給出了一種低溫低噪聲放大器的預修正設計方案，綜合利用仿真軟件和實測結果來獲取晶體管的低溫參數，進而進行設計。但是，本次我們并沒有提取低溫參數，而是通過選取熟悉的器件，參考常溫特性及低溫環境測試結果，預修正與驗證設計。本次設計選用安捷倫公司的增強型PHEMT器件ATF-54143，它不僅具有極低的噪聲與較高的增益，同時可以消除HEMT器件在低溫下的深電子陷阱效應。

1.2 放大器穩定型設計

在理想放大器中S12為零，放大器會無條件穩定。但微波晶體管存在內部反饋，晶體管的S12即表示內部反饋量，可能導致放大器穩定性變差甚至自激，過高的增益亦會造成反饋功率變大，導致不穩定[3]。因此設計放大器必須保障放大器在工作頻段內穩定。放大器的穩定條件是：

（1）

（2）

式中：Sij為晶體管的S參數，K稱為穩定性判別系數，同時滿足上述兩個條件才能保障放大器是穩定的。通過ADS仿真可以看出來ATF-54143在工作頻段內并不是穩定的。對于潛在不穩定管子，常見的改善穩定性方法有：源級負反饋，一般使用無耗感抗負反饋，實際電路中，常使用微帶線LS來構成;輸入、輸出端口串并聯電阻，用來抵消自激震蕩引來的負阻抗部分，但同時會導致噪聲系數惡化。綜合考慮管子特性及設計要求，最終使用源級負反饋和阻性元件并聯反饋結構，反饋結構引入阻性元件Rf可以減少增益紋波、降低寬帶匹配難度，其引入的的噪聲會隨著溫度減低得到顯著下降。本設計采用兩級級聯達到設計所需增益要求，通過PI型阻性衰減器來提高級間隔離度。其電路結構如圖1所示。

圖1 低噪聲放大器電路結構圖

1.3 放大器電路設計

放大器電路設計包括直流偏置設計，直流隔離設計，匹配電路設計，版圖聯合仿真優化。

直流偏置設計包括了PHEMT管的靜態工作點及工作狀態的選取和偏置電路設計，本次設計選取3 V、60 mA工作點。首要滿足最小噪聲的同時，依靠兩級放大來提高增益。在保障將偏置電壓正確送入到PHEMT管腳的同時需要做到與交流電路部分達到良好的隔離。在LNA電路設計中，使用隔直電容C3、C4來抑制直流偏置電壓對前后級器件的影響。

匹配電路設計：低噪聲放大器的噪聲系數和放大電路的匹配網絡有著緊密的聯系，二端口放大器噪聲系數表達式為

（3）

式中：Fmin表示晶體管噪聲系數的最小值，rn為晶體管的等效噪聲電阻，Γopt為源反射系數，ΓS為源反射系數。由此可見，當Γopt=ΓS時，可實現噪聲匹配。因此放大器的及時級按照最小噪聲設計同時適當兼顧駐波特性，輸入端反射系數ΓS選Γopt附近，放大器第二級設計兼顧噪聲和增益。根據ADS軟件進行設計優化，添加微帶與焊盤，聯合仿真達到仿真結果如圖4所示。

根據ADS仿真設計的版圖制成PCB電路，使用村田0603封裝元件焊接。為了保障良好的接地，PCB使用大量過孔安裝到屏蔽盒地板上，屏蔽盒采用黃銅材料，最終制作的LNA實物如圖2所示。

圖2 放大器實物

2 電路調整及實測結果

將放大器置于77 K溫度的液氮環境中，初次測試結果與設計有不小偏差，這一方面是由于分立元件的離散性和焊接引起的各種寄生參數影響，另一重要原因是晶體管在低溫環境下性能參數的顯著變化。在低溫環境中，晶體管的V～I特性會發生變化，首先我們需要增加柵極電壓來維持晶體管的漏極電流[4]，保障放大器工所需的偏置條件，測試顯示惡化嚴重的輸入駐波得到了改善。 在保障低噪聲的情況下，我們根據實測低溫S11與NF情況，結合靈敏度分析，發現圖1中反饋電阻Rf的值直接關系輸入駐波和噪聲。液氮環境中，增大Rf可以減小噪聲，但會惡化輸入駐波，減小Rf改善了駐波但會惡化噪聲，權衡整個設計，我們選擇了一個的Rf值，使得噪聲與駐波均達到了設計要求。最終實現的放大器測試結果如圖3～圖6所示，由圖3可見放大器在低溫下的噪聲系數下降約0.5 dB，極大地提高了放大器的性能。

參考其仿真結果，我們發現由分立元件焊接的放大器性能易出現惡化，增益減小駐波變差等，這說明在仿真時候添加冗余量的重要性。由常溫和低溫測試結果圖發現，按照最小噪聲兼顧輸入駐波匹配的電路在低溫環境下，其器件特性的變化使得之前的匹配并不是在點，這就造成了S11的部分惡化，我們需要根據模擬結果，結合常溫、低溫調試來修正電路模型，最終實現電路設計。

3 結 語

本文介紹了P波段低溫低噪聲放大器的設計和調試過程，對出現的問題進行了分析與說明，并成功制備LNA樣品，對各項指標分別在常溫和低溫下進行測試，很好地完成了設計目標，低溫下優良的性能達到超導接收機前端的要求 。

[5] Wang Guobin， Zhang Xiaoping. A 400 MHz Low Noise Amplifier at Cryogenic Temperature for Superconductor Filter System[J].Journal of Electronic Science and Technology of China，2007，5（3），230-233.