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LC濾波器設計軟件的種類繁多，早已步入尋常百姓人家，本文從使用簡單、方便的角度來推薦幾款免費設計軟件。
a）AADE公司的FilterDesign它可以幫助工程師簡單、快速地設計幾乎是任何類型的集總參數的低通、高通、帶通和帶阻濾波器，同時也可以顯示濾波器的插入損耗、回波損耗、群延遲和輸入阻抗等。使用該濾波器設計軟件時，當頻率升高，內部的寄生耦合電抗和分布電抗就將破壞它的設計精度。由于寄生效應自然地降低了濾波器的中心頻率，所以設計的頻率比實際需要的頻率要高一些。
b）RF-Filter.exe軟件該軟件使用非常簡單，僅需選擇所需用的函數類型、階數、源阻抗和負載阻抗等參數就可設計出所需參數和仿真波形。用該軟件設計一個輸入輸出阻抗為50Ω、7階巴特沃斯、截止頻率為200MHz的低通濾波器時的仿真波形和電路，用歸一化參數計算和仿真設計的參數幾乎完全一致，如圖1所示。
c）FilterSolutions10.0濾波器設計軟件該軟件如圖2所示。
d）Helical.exe螺旋濾波器設計軟件該軟件如圖3所示。
用該軟件設計時輸入輸出阻抗需要匹配，如果參數設置不合理時，就可以拒絕進入主界面，該款軟件適合于窄帶濾波器設計。c）FilterSolutions10.0濾波器設計軟件該軟件如圖2所示。d）Helical.exe螺旋濾波器設計軟件該軟件如圖3所示。用該軟件設計時輸入輸出阻抗需要匹配，如果參數設置不合理時，就可以拒絕進入主界面，該款軟件適合于窄帶濾波器設計。
2進行LC濾波器工程設計時，考慮PCB的事項
a）頻率越高時，較薄的介質層將增加插入損耗，增加介質層的厚度將減少這些損耗，但與此同時會增加電路板的穿孔電感或者會產生我們所不期待的信號傳輸模式。介電常數Er較高時將會增加介質中的損耗，而且也會稍微增加導體中的損耗。當LC濾波器需要盡可能小的插入損耗時，雖然選擇較厚的PCB板會減少損耗，但也增加了穿地電感，介電常數Er應較小些。上面提到的穿透孔產生的穿地電感可由如下公式計算：這個公式說明了穿透孔的直徑越小、穿透孔的長度越長則穿地電感越大。所以通過PCB板設計濾波器時，要使穿地電感越小則PCB越薄，濾波器的高頻衰減特性越好。所以選擇PCB板的厚度時必須考慮插入損耗和穿地電感的折衷。同時通過該公式可以算出穿地電感的實際值，在設計LC濾波器參數時，可以使穿地電感看成是線圈電感的一部分，使串聯到電容器的電感值選得小一些。
b）LC濾波器通過PCB板工程制作時，所有元器件的引線必須最短以減少損耗和引線電感。傳輸的微帶線保持50Ω的恒定阻抗，以減少失配損耗及由不連續阻抗引起的反射。在1GHz時，即使1cm的短線，也會有約10nH的電感，形成一個幾乎很純正的電感器。濾波器的微帶線中的所有彎曲都應該斜接或者變成圓弧狀，以防止輻射到相鄰的電路中。一般地線通過最短的路線，通常是通過一個穿透孔接到PCB的接地板，主要是為了降低返回路徑的對地電感。同時從PCB頂端的接地板到底端的接地板，應該以1/4波長或者更小長度的間隔，有規律地設置穿透孔。整個PCB的設計盡可能地減小實際的尺寸以減少損耗和輻射。元件應該交叉配置在微帶線的兩側，以改善高頻域的隔離程度。電容器接地旁邊要有穿透孔，空余的地方盡可能地配置上引線孔。LC帶通濾波器的制作要選用寄生電感量小的電容器，使含有寄生電感的LC諧振電路的諧振頻率重合在幾何中心的頻率上。
c）進行LC濾波器的工程設計時，必須要考慮到PCB線、元器件和導線之間的耦合?？赏ㄟ^使用屏蔽、減少載流環路的區域、印刷板引線成直角和傳輸RF電流的印刷板引線互相保持一定的距離來減輕這些不好的能量耦合。當RF信號遇到LC濾波器的耦合電容時，為了減少阻抗變化范圍和降低電壓駐波比VSWR，元器件應該與微帶線具有相同的寬度，并且焊接的輪廓應該平滑以便不干擾信號流。
進行LC濾波器工程參數設計時的考慮事項
a）如果濾波器要隔直流信號，那么應在輸入端加一個很大的電容，使得在最低頻率上的電抗小于1Ω。如果該LC濾波器是高通濾波器，為阻止直流信號，就應該在輸入端接一個串聯電容，而不是并聯一個電感。
b）如果要設計精度更高的濾波器就要采用更加復雜、準確的現代濾波器理論技術或者更昂貴軟件程序來考慮寄生效應的影響。對于低要求應用場合和極點數少的情況下，僅通過軟件仿真設計就足夠了。頻率大于30MHz時，表面安裝的元件導致的分布式電抗會使濾波器的中心頻率顯著地降低，必須考慮寄生響應的影響?？赏ㄟ^減少繞組直徑和圈數來減少電感器的匝間電容，可通過更小的元器件來減輕所有元器件的接地電容，可使用以電感相交成直角的方式來減輕電感的相互耦合，可通過使用一個并聯的電容器來減輕引線內的固定電感，減小電容器的寄生電感，通過上述方式可減輕寄生響應的影響。
c）LC濾波器在高頻率設計時，選用高Q值的電感可以減少插入損耗和降低邊緣的圓滑程度。電容器要選用自感量小的元件，如果電容的容許誤差較差或者溫度特性差就會使得通帶特性、中心頻率、回波損耗發生變化?？刹捎脤⒁粋€電容分為兩個只有一半容量的電容器后再并聯的辦法，從理論上說，電感量可以減少一半，阻帶衰減量實際上可改善約10dB。
d）根據衰減頻率部分，考慮到費用、插入損耗、群延遲變化和物理尺寸的要求，濾波器應該設計成最小階數。在沒有放大器連接之前，若將設計好的濾波器級聯，就會導致交互感應。
進行LC濾波器工程設計時考慮的濾波器函數選型事項
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0.前言
隨著電力電子裝置的廣泛應用,電網中的諧波污染也日益嚴重。另外,許多電力電子裝置的功率因數很低,給電網帶來額外負擔并影響供電質量。可見消除諧波污染并提高功率因數,已成為電力電子技術中的一個重要的研究領域。解決電力電子裝置的諧波污染和低功率因數問題的基本思路有兩條: (1)裝設補償裝置,以補償其諧波和無功功率; (2)對電力電子裝置本身進行改進,使其不產生諧波,且不消耗無功功率,或根據需要對其功率因數進行控制。
1.無功與諧波自動補償裝置的原理
1.1有源電力濾波器的原理
電力濾波器主要包括有源濾波器和無源濾波器,或兩者的混合,即混合濾波器。
有源電力濾波器(APF)根據其與補償對象連接的方式不同,分為并聯型和串聯型兩種,而并聯型濾波器在實際中應用較廣。下面以并聯型有源濾波器為例,介紹其工作原理。論文參考。HPF(High Pass Filter)是由無源元件RLC組成的高通濾波器,其主要作用是濾除逆變器高頻開關動作和非線性負載所產生的高頻分量;負載為諧波源,它產生諧波并消耗無功功率。有源電力濾波器主要由兩部分組成,即指令電流運算電路和補償電流發生電路(PWM信號發生電路、驅動電路和逆變主電路)。指令電流運算電路的作用是檢測出被補償對象中的諧波和無功電流分量,補償電流發生電路的作用是根據指令電流發出補償電流的指令信號,控制逆變主電路發出補償電流。
作為主電路的PWM變流器,在產生補償電流時,主要作為逆變器工作。為了維持直流側電壓基本恒定,需要從電網吸收有功電流,對直流側電容充電時,此時作為整流器工作。它既可以工作在逆變狀態,又可以工作在整流狀態,而這兩種狀態無法嚴格區分。
有源濾波器的基本工作原理是:通過電壓和電流傳感器檢測補償對象(非線性負載)的電壓和電流信號,然后經指令電流運算單元計算出補償電流的指令信號,再經PWM控制信號單元將其轉換為PWM指令,控制逆變器輸出與負載中所產生的諧波或無功電流大小相等、相位相反的補償電流,最終得到期望的電源電流。
1.2無功與諧波自動補償裝置的原理
為適應濾波器要求容量大這一特點,我們采用了有源電力濾波器與無源LC濾波器并聯使用的方式。其基本思想是利用LC濾波器來分擔有源電力濾波器的部分補償任務。由于LC濾波器與有源電力濾波器相比,其優點在于結構簡單、易實現且成本低,而有源電力濾波器的優點是補償性能好。兩者結合同時使用,既可克服有源電力濾波器成本高的缺點,又可使整個系統獲得良好的濾波效果。
在這種方式中,LC濾波器包括多組單調諧濾波器和高通濾波器,承擔了補償大部分諧波和無功的任務,而有源濾波器的作用是改善濾波系統的整體性能,所需要的容量與單獨使用方式相比可大幅度降低。
從理論上講,凡使用LC濾波器均存在與電網阻抗發生諧振的可能,因此在有源電力濾波器與LC濾波器并聯使用方式中,需對有源電力濾波器進行有效控制,以抑制無源濾波器與系統阻抗之間發生諧振。論文參考。
2.無功與諧波自動補償裝置控制系統設計
2.1系統技術指標
(1)適用電源電壓等級: 220 V(AC) , 380V(AC)
(2)有源濾波器補償容量: 50kVA(基波無功);150A(最大瞬時補償電流)
(3)可以控制的無源補償網絡的功率等級: 500kVA。
(4)在無源補償網絡容量范圍內,補償后的電源電流:功率因數高于0. 9,總諧波畸變系數(THD) <5%,三相負載電流的不對稱系數<3%。
(5)可適用的運行環境:室內;溫度-20~
55℃;相對濕度<90%。
2.2有源濾波器控制系統的設計
雙DSP芯片分別采用浮點芯片TMS320VC33和定點芯片TMS320LF2407,以下簡稱為VC33和F2407。對VC33來講,其運算能力很強,主頻最高為75MHz,但片內資源和對外I/O端口較少,邏輯處理能力也較弱,主要用于浮點計算和數據處理;而F2407正好相反,其片外接口資源豐富,I/O端口使用方便,但其精度和速度有一定限制。所以用于數據采集和過程控制。
中央控制器由F2407實現,主要用于①主電路電壓、電流的采集;②四象限變流器的控制;③無源補償控制指令的;④顯示、按鍵控制;⑤與上位機的通訊。兩個DSP芯片通過雙端口RAM完成數據交換。通過這兩個DSP芯片的互補結合,可充分發揮各自的優點,使控制系統達到最佳組合。各相無源補償網絡的控制及電流檢測由各自的控制器完成。各控制器通過光電隔離的RS-485通訊總線與F2407相連。
3.結論
3.1提出了一種新的電力系統諧波與無功功率的綜合動態補償方式,對無功與諧波自動補償裝置主電路和控制系統工作原理進行了分析。
3.2由于電源系統的諧波對應于一個連續的頻譜,投入有源濾波器可以大大改善濾波性能,并能抑制LC電路與電網之間的諧振。有源濾波器的控制系統采用了基于雙DSP結構的全數字化控制平臺。論文參考。
3.3在此項目的實踐中,電力系統的功率因數提高到0.9以上,完全符合此項目合同的技術性能指標。同時使供電網的諧波得到了有效抑制。通過儀器檢測5次、7次等諧波電流幾乎為零值。
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按照低通濾波器的衰減特性，可以分為巴特沃斯濾波器、切比雪夫濾波器、考爾參數濾波器和一般參數濾波器。后兩類濾波器要求元件嚴格符合設計值，而且為了達到設計的目的所需的階數都較高這為濾波器的實現帶來了困難[6]，因此本文僅針對巴特沃斯和切比雪夫濾波器的輸出特性進行討論。
2.1巴特沃斯濾波器和切比雪夫濾波器簡介巴特沃斯濾波器又稱最平響應濾波器，在靠近零頻率（直流）處具有一個最平通帶，其平坦度隨著階數的增大而增大。趨向阻帶時，衰減單調增大，在ω=∞上出現無限大值。其衰減特性如圖1a所示。當截止頻率為ωp時，其傳輸函數的模平方和衰減分別為切比雪夫濾波器的特點是，通帶內衰減在零值和所規定的上限值之間做等起伏變化；阻帶內衰減單調增大，在ω=∞上出現無限大值。其傳輸函數的模平方和衰減分別為
2.2相同衰減特性時階數的確定首先研究一下當Ω很大時，巴特沃斯濾波器和切比雪夫濾波器的衰減特性。由式（2），若Ω1，則巴特沃斯濾波器衰減近似為由上式可知切比雪夫濾波器的衰減特性漸進于由起始值6(n?1)+20lgε開始，按每倍頻程6ndB的速率上升的直線。且假設通帶最大衰減為Ap，兩濾波器有共同的表達式p20.1101Aε=?巴特沃斯濾波器階數選取公式
3PWM整流器直流濾波器分析
3.1濾波器階數的選取當整流器為電流源型PWM整流器時，其輸出充電電流的諧波含量與整流變壓器輸出電壓U0、調制比m、直流側儲能電感L、電池內阻r0以及電池端電壓E0有關，當U0、r0和E0已定，PWM整流器輸出電流諧波隨著m的增大而減小。考慮極端的情況，假設oU/3=150V，電池端電壓為E0=48V（根據目前實驗室已有的條件，模擬4節12V/150A的串聯電池組），r0=0.3Ω，直流側儲能電感為3mH，則按照10h率充電的原則，調制比應設在0.23左右，輸出電流諧波含量為14.5%。因為PWM整流器輸出諧波主要為高次諧波且與開關頻率k有關[7]。按照2.1.1節方法，重新設計濾波器階數，則巴特沃斯濾波器和切比雪夫濾波器的階數都為3。
3.2相同階數時兩類濾波器比較分析同為3階時巴特沃斯和切比雪夫濾波器的響應時間。根據文獻[8]，我國低壓電網的阻抗值遠大于動力蓄電池組的阻抗值，因此設計按匹配型濾波器設計充電機的直流濾波器會影響濾波效果，縮小輸出電流的可調范圍。按照非匹配型濾波器設計，并根據系統電壓可近似看作恒定不變的特點，以恒壓源激勵的非匹配型濾波器設計兩類三階的濾波器。恒壓源激勵的三階巴特沃斯和切比雪夫濾波器拓撲結構相同，如圖2所示。參數見表1。系統的響應時間可近似由其階躍響應得到。因為電池充電時濾波器兩側都有電源，將圖2所示結構濾波器看作是由端口N1和N2構成的含源雙端口網絡，很容易寫出當N1激勵為U1，N2激勵為E1時，N2電流I2對U1和E1的響應為當電池組內阻為0.3Ω，Ap取1～10之內的整數時巴特沃斯濾波器和切比雪夫濾波器的參數見表1。其中電感的單位為毫亨，電容的單位為微法。將表1的數據代入式（7）求拉氏反變換即可求出其階躍響應。理論上說兩濾波器的階躍響應都是趨于無窮遠處的減幅振蕩，為了比較兩濾波器的響應速度，認為振蕩幅值小于穩定值的0.1%時即達到穩態，則系統響應時間見表2響應時間對應數據。
4仿真驗證
4.1電流型PWM整流器濾波基于Matlab環境按照圖2所示搭建電池充電系統，其中整流器選擇電流型PWM整流器。因為電流型PWM輸出電流諧波含量與整流變壓器輸出電壓U0、調制比m、直流側儲能電感L、電池內阻r0以及電池端電壓E0有關，論文僅討論其他因素一定，調制比較低時的濾波效果（此時輸出諧波含量較高）。此時仿真系統內參數設置為，整流變壓器輸出相電壓為150V，直流儲能電感為3mH，電池內阻為0.3Ω，端電壓為48V，按照20A充電，m=0.23。將表1數據分別代入該系統的濾波器，仿真比較巴特沃斯濾波器和切比雪夫濾波器輸出的濾波波形及其濾波效果。計算出相對于直流的諧波畸變率。因為濾波后各次諧波含量基本在0.5%以下，為了便于觀察諧波分布情況，圖中將基波含量略去不顯示。計算結果見表2。限于篇幅，本文僅給出當Ap=5時，電流型PWM整流器輸出電流波形，如圖3所示。從表2和圖3可以看出，當濾波器的階數為3時，巴特沃斯濾波器的濾波效果和響應時間，整體輸出性能要優于切比雪夫濾波器，因而更加適合于電流型PWM整流器直流側濾波器的設計。
4.2三階濾波器與濾波電感的比較因為直流側電感的取值是限制電流型PWM整流器應用的一個關鍵因素，根據文獻[10]，要達到電池充電低紋波的要求，電感取40mH。因此本文設計了當直流側僅用40mH電感濾波的電路，與Ap=5時巴特沃斯濾波器的濾波效果進行比較，仿真波形如圖4所示。由圖4可以看出，穩態時電感兩端壓降達到212V，而濾波器僅為60V。因為本文仿真所用為理想元件，因此對輸出電流幾乎沒有影響，但是實際上電感元件是有內阻的，如此大的壓降必定會產生巨大的損耗，這直接造成了能源的浪費。如果將濾波電感的內阻設為0.14Ω，則充電電流僅為15.6A（此部分在實驗部分有進一步的驗證）。因為電感濾波響應時間較慢，因此論文選取1.98～2s間的數據進行分析，當以直流為基準時，計算輸出電流諧波含量，電感濾波計算結果為0.5710，濾波器計算結果0.3492，而且三階濾波器的響應時間明顯少于電感濾波的響應時間。仿真表明，無論對電感的需求還是實際濾波效果，三階濾波器的效果要優于電感濾波。
5實驗論文進行了三方面的實驗驗證：首先根據同一輸出特性，設計了相同階數和拓撲結構的巴特沃斯和切比雪夫濾波器進行濾波實驗，驗證兩組濾波器在相同要求下各自不同的輸出特性；然后在開環情況下，通過改變PWM整流器的占空比m改變輸出電流的數值，以驗證巴特沃斯濾波器的響應速度和穩態性能；最后進行了純電感濾波和采用三階濾波器濾波時，濾波電流響應速度和穩態性能的比較，驗證三階濾波器在響應速度和減小損耗兩方面的優點。
5.1兩濾波器輸出特性比較圖5所示為當Ap=3時，巴特沃斯濾波器和切比雪夫濾波器濾波前后電流波形以及濾波后電流頻譜分析的結果。其中圖5a和圖5b是兩濾波器濾波前后電流的對比，上半部分為濾波器輸入電流，下半部分為濾波器輸出電流，圖5c和圖5d是將數字濾波器DL1600采集的電流數據進行頻譜分析后的結果。因為濾波后諧波含量較小，含量最大的為0.3%，因此顯示時略去了柱狀圖中表示直流電流含量的部分，以便觀察。由實驗波形可以看出，兩濾波器在穩態的濾波效果是滿足濾波要求的，切比雪夫濾波器因為在阻帶有較高的衰減增長速率，因而穩態濾波效果優于巴特沃斯濾波器。但是切比雪夫濾波器的傳輸函數在阻帶內有等波紋的衰減，而巴特沃斯濾波器在阻帶內衰減是平坦的，兩者的傳輸特性決定了在相同的設計要求下，切比雪夫濾波器的響應速度比巴特沃斯濾波器要慢得多。為了增加直流側濾波器頻率較低諧波的衰減，需要增大Ap取值，這將增加切比雪夫濾波器的響應時間。在實驗中切比雪夫濾波器需要120ms達到穩態，而巴特沃斯濾波器僅需40m即可達到穩態。
5.2巴特沃斯濾波器的響應特性在開環情況下通過改變調制比m改變輸出電流I0，以驗證濾波器的綜合性能。調制比m數值由0.40.70.40.7，實驗結果如圖6所示。其中圖的上半部分是濾波前的電流的波形，圖的下半部分是濾波后的波形。限于篇幅略去了FFT的分析結果。經計算總諧波含量均小于0.5%。實驗表明濾波器具有良好的濾波效果和響應速度。
5.3電感濾波與三階濾波器的比較圖7所示為電池端電壓12.8V，變壓器輸出35V，直流側采用三階巴特沃斯濾波器和僅采用40mH電感濾波的實驗波形。由于電感濾波時，PWM整流和電感是串聯電路，因此無法進行濾波前后波形對照。但是因為圖7a和圖7b中除了濾波元件外，其他實驗條件完全相同，因此電感濾波前的波形可以參考圖7a中濾波前的波形。二者輸出電流的頻譜分析如圖7c和圖7d所示。從實驗結果可以看出，三階濾波器濾波電流頻譜中6次及以上的諧波含量非常小。這是因為濾波器設計時以6次為阻帶頻率的起點；大于6次的諧波對應的衰減是按照頻率的增大單調上升的直線。諧波次數越高，對應的衰減越大，因而6次及以上的諧波得到了很好的抑制。而電感濾波雖然對于最高次諧波的濾除效果接近三階濾波器，但是總的諧波含量要大得多，這是因為電感濾波僅僅是利用元件“恒流”的原理減小電流紋波的緣故。因此三階濾波器雖然所用兩個電感遠小于電感濾波時需要的電感值，但是濾波效果和響應速度要優于電感濾波。由實驗還可以看出，由于電感的壓降遠大于濾波器壓降，其損耗大于三階濾波器，因此在相同的條件下，其輸出電流僅為濾波器濾波的80%。用電橋法測量電感的內阻為0.14Ω，此結果進一步驗證了仿真的結論。本實驗證明，電流型PWM濾波器直流側采用三階巴特沃斯濾波器后，選用較小的電感值就能輸出相對恒定的電流（諧波含量小于0.5%），達到大電感才能達到的濾波效果。而且由于濾波器兩端的壓降小于純電感，因此損耗較小，能夠輸出更大的電流。
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下午好！
我是通信工程專業14級秋季班的郭勝強，學號1409421031001，這篇論文是在我的指導老師李彥菲副教授及南廣學院何光威副教授的悉心指點下完成的，論文的選題是經該論文選題是經李老師審核通過并給我提出此文的寫作基調和原則，何老師在我撰寫論文的過程中付出了大量心血，本文經過一二三稿并最終定稿，這期間何老師對我的論文進行了詳細的修改和指正，并給予我許多寶貴的建議和意見，給予了我極大的幫助。在專業知識水平上，二位老師敢于嘗試、鍥而不舍、推陳出新的的精神是我永遠學習的榜樣，并將積極影響我今后的學習和工作，在此我謹向李老師、何老師表示崇高的敬意和衷心的感謝。不管今天答辯的結果如何，我都會由衷的感謝二位老師的幫助和指導，感謝各位評委老師的批評指正。
下面我將這篇論文的畢業論文選題的目的、意義、寫作內容、成果、結論、存在的不足向各位老師作簡要的陳述。
首先，我想談談為什么選這個題目及這篇文章的目的和意義。
我當時之所以選擇《基于FPGA的數字音頻信號源設計實現》這個題目是因在日常遇到的問題中有很多需要進行聲音處理，所以選用FPGA器件實現音頻信
號源處理的方案，即對聲音信號進行了采集、處理、傳輸存儲和還音回放工作以及如何在噪聲環境中如何能有效地地把需要的語音信號提取出來，消除或者衰減噪聲，從而顯著提高數字音頻信號源的質量方面的工作。另對系統如何進行聲音信號采集、聲音信號模數轉換、編碼、壓縮、聲音信號濾波、音頻信號輸出、傳輸、還音等工作進行了探討。
其次，我想談談這篇文章的結構和主要內容。
我的論文主要分為以下5個部分：
第一部分主要音頻采集、數據處理部分基本原理
首先使用話筒把收集到的語言信號作為輸入信號，然后將收集到的音頻信號轉換為連續的電信號，耳機播放的聲音是由經過濾波后轉換的模擬音頻信號；LM4550(AC-972.1)芯片將輸入的模擬音頻信號經過采樣、量化、編碼轉換為數字音頻信號；FPGA中的AC-97模塊用來發送及接收256bit的串行數據流，具有I/O的18位立體聲PCM數據端口；AC-97Commands的命令則是用來執行初始化命令和設置放大器增益等；FPGA通過配置接口編寫Verilog程序來控制LM4550(AC-972.1)芯片的正常工作；FPGA和LM4550(AC-972.1)芯片通過數據傳輸接口實現音頻信號編碼后的的發送與接收；FIR濾波器將LM4550傳輸來的數字化音頻數據處理后，經過數據傳輸接口傳送到LM4550(AC-972.1)芯片的模數轉換后，其模擬信號由耳機線路輸出。
第二部分數據傳輸部分，本設計的數據傳輸部分擬采用以太網傳輸，具體來說使用3類雙絞線的l0BASE-T方式，在上一節中提到的通過幀結構封裝，多路時分復用后的數據流轉換成串行數據后，通過以太網芯片，對數據流進行IP包的封裝，封裝好的IP包，通過RJ45的接口，經華為QuidwayS2700series交換機，再通過RJ45的接口按照協議傳送到服務器，并將數據流信息存儲到服務器上。
第三部分是還音部分
還音是整個音頻系統的最后一個環節[6]，還音的過程是這樣的，通過網絡將服務器中的數據流信息傳送過來，由于先前對多路音頻進行了時分復用，所以在此首先對數據流信息進行解復用，解復用后，生成多路音頻數據流，將每一路音頻數據流進行幀結構解析，去除幀頭，幀尾，通道號，時間同步信號信息，糾錯碼信息，同時將時間同步信號信息和通道號信息提取出來，這樣就解析出來帶有通道的多路音頻數字信號，這些信號之間的延遲信息通過時間同步信號信息來體現，然后將每一通道的音頻數據信息進行歸一化處理，形成可以播放的wav文件，根據通道號和時間同步信號信息通過不同的揚聲器播放出來，到此，就完成了還音的過程。
第四部分主要是各模塊的設計
（一）音頻采集、處理硬件平臺的實現（二）傳輸部分平臺的實現（三）還音部分平臺的實現
第五部分主要是系統的綜合測試和整體實現（一）采集、處理部分的整體實現
（二）系統功能驗證和效果分析及硬件實物驗證（三）傳輸存儲和還音部分綜合測試和整體實現
我的論文結論是：本課題研究了基于FPGA的數字音頻源設計實現，并利用FPGA設計了對聲音信號進行了采集、處理、回放以及如何在噪聲環境中如何能有效地地把需要的語音信號提取出來，消除或者衰減噪聲。同時進行了傳輸存儲和還音重放的設計工作，
系統在設計過程中以Xilinx公司Spartan-6系列XC6SLX45芯片為核心芯片，通過XC6SLX45芯片控制LM4550將麥克風采集到的語音信號實時的處理轉換為數字信號，并將數據傳給主控制芯片XC6SLX45，對數字音頻信號進行濾波處理，濾除非有用信號。利用FPGA(FieldProgrammableGateArray，可編程門陣列)可反復編程、擦除、使用的特點成功的解決了語音濾波器可重構的特點。本文中基于FPGA的音頻采集系統中的濾波器的設計實現了結構靈活、實時性好、通用性強、占用資源少、運行速率高等優點。
本文對系統如何進行聲音信號采集、聲音信號模數轉換、編碼、壓縮、聲音信號濾波、音頻信號輸出、傳輸、還音等工作進行了探討。本論文主要完成工作如下：
1.實現了音頻的采集，信號穩定。
2.對音頻信號的處理完成了簡單的同步處理，3.對音頻信號采用時分復用方法進行數據處理。4.完成了對信號的測試。
5.接收的音頻數據能夠通過軟件解析接出來。
6.本系統把從話筒收集到的語音信號進行實時處理轉換為數字信號，并將數據傳給主控制FPGA芯片XC6SLX45，然后對數字音頻信號進行濾波處理，通過設計數字濾波器來處理噪聲信號，消除或者衰減噪聲。
7.借助MATLAB軟件來設計FIR數字濾波器，使用FDATooI工具箱設計濾波器的系數。利用MATLAB/Simulink建模及算法級仿真，驗證了設計濾波器的可行性。
8.采用時下比較流行的SystemGenerator設計FPGA的方式，構建了音頻采集系統中的濾波器的硬件模型。完成了采集模塊、時鐘控制模塊、按鍵防抖動模塊、濾波系統模塊的設計與仿真，并在ISE軟件中進行了綜合，驗證了軟件設計的可行性。
最后，我想談談這篇文章存在的不足。本文設計把首先對模擬音頻信號進行量化采集，其次量化音頻信號通過FPGA數據處理，是否通過FIR數字濾波器輸出，然后通過異步串口輸出存儲，最終通過軟件解碼，對音頻量化信號歸一化處理，將聲音回放出來。整個過程已經實現。但是還存在一些問題，需要進一步的改進和加強。
篇5
本世紀以來，在歐美日等國，對于雙頻濾波器的研究與設計一直受到極大的重視，迄今已開發了多種形式的雙頻濾波器，發表了很多論文和研究報告。微波雙頻帶通濾波器，可以同時工作在無線通信兩個不同頻帶。這種濾波器是用一個雙頻單元來處理兩個頻帶的信號。常用的設計方法主要有利用諧振腔結構的高頻寄生通帶，即把諧振腔的基模諧振頻率和它的第一個雜散響應頻率通過合理的耦合設計，分別形成雙頻帶通濾波器的第一和第二通帶。本文論述一種采用耦合諧振腔的雙頻帶通濾波器的分析和設計方法。
1 耦合諧振腔雙頻帶通濾波器原理
雙頻耦合帶通濾波器的等效電路可以看成是兩個單頻段耦合帶通濾波器的疊加，濾波器中的兩個諧振頻率由同一個諧振腔產生，因此諧振腔的個數可以減少一半。并且耦合諧振雙頻段濾波器的輸入輸出都只有一個諧振腔，因此設計需要在同一饋電點同時達到兩個頻段所要求的有載品質因數。濾波器中諧振腔之間的耦合也需要在同一位置同時滿足兩個頻段的設計要求。
設計一個雙頻帶通濾波器，首先要確定其通帶頻率以及帶寬，然后求出諧振腔的各個參數，枝節長度，位置。諧振腔之間的距離可以通過帶寬的需要來調節，在確定了諧振腔的尺寸之后，即要確定抽頭的位置，用以實現頻帶所需的有載品質因數。
2 雙頻帶通濾波器的設計
利用枝節加載的開環諧振腔，采用電耦合結構，設計了一個兩腔的切比雪夫雙頻帶通濾波器。該濾波器的兩個通帶中心頻率為f1=3.0GHz，f2=5.3GHz，帶內波紋0.01dB，3dB相對帶寬分別為FBW1=10%和FBW2=8%。
該濾波器印制于介電常數為2.65，厚度為1mm的介質板上，其結構如圖1所示。濾波器的電耦合系數隨諧振腔的間距S變化的曲線通過軟件Ansoft HFSS仿真得出，如圖2所示。
取θ1=93°，θ2=93°，θs=30°（基于基本諧振模式f1=3GHz得出）即可以實現f2/f1=1.78的頻率比，并通過仿真優化確定其相應參數的尺寸為La=10.5mm，L1=4.2mm，L2=1.6mm。
其中頻率f1和f2處所得到的電耦合系數分別用k1和k2表示，k1和k2的大小表示著諧振腔間的耦合強弱，決定著兩個工作頻率的相對帶寬的大小。由圖2中曲線可知，在同一個間距S處，k1值大于k2值，也就是說，該濾波器的相對帶寬FBW1將大于FBW2。但隨著S的增加，兩條曲線逐漸接近，k1與k2間的差值減小，相對帶寬也趨于接近。
對于兩級切比雪夫濾波器，諧振腔的耦合系數由帶通濾波器的相°對帶寬FBW，切比雪夫低通原型濾波器的元件值g1和g2，對應的頻帶n=1，2。通過計算得到濾波器的兩個頻帶的電耦合系數分別為0.047和0.037，則取間距S=0.7mm。
在確定了諧振腔的尺寸之后，即要確定抽頭的位置，用以實現頻帶所需的有載Qe。經過仿真優化，取饋點位置φ1=72°即可在兩個頻率處都實現良好的阻抗匹配，相應的結構參數Lf=9.1mm，Wf=0.9mm。最終仿真該濾波器所得到的S參數曲線如圖3所示。由圖3可知，兩個3dB通帶分別為2.8-3.2GHz和5.1-5.56GHz，帶內最大插入損耗-0.02dB和-0.07dB具有良好的通帶特性。
改變枝節的長度θs，高次模的諧振頻率也隨之相應改變，即第二個通帶的中心頻率f2將發生偏移。令θs分別為15°，30°和45°，進行仿真分析，所得到的S21曲線如圖7所示。由圖4可知，隨著θs的變長，工作頻率f2明顯向低頻處移動，而基模頻率f1幾乎保持不變，因此可以通過調節枝節的長度來改變頻率比，改變頻率f2的值。
由此可見，應用枝節加載諧振腔可以實現雙頻帶通濾波器的設計，通過調節枝節的長度及位置可實現任意頻率比。
3 結語
本文研究了雙頻耦合諧振帶通濾波器的設計理論，得到了雙頻帶通濾波器中濾波器參數與耦合系數及外部Q值之間的關系。對枝節加載開環諧振腔的特性進行了系統的研究，并利用這些理論和設計方法仿真設計了一個雙頻帶通濾波器，分析了參數變化對其諧振頻率的影響，兩個3dB通帶內最大插入損耗分別為-0.02dB和-0.07dB具有良好的通帶特性。仿真優化結果驗證了該方法設計雙頻帶通濾波器的有效性，證明了這種方法在設計無線通信系統雙頻帶通濾波器的可實用性。
參考文獻
篇6
110kV銀城鋪變電站現有3個電壓等級，分別為110kV、35kV、10kV，現運行兩臺40MVA有載調壓變壓器。最大負荷80MW。現有35kV出線4回，現有10kV出線17回。110kV為雙母線帶旁路接線方式；35kV為單母線分段接線方式，10kV為單母線分段接線方式?，F有10kV無功補償裝置2組，總容量為12000kVAR。短路容量：110kV 最大2041 MVA、最小839 MVA；35kV 最大573 MVA、最小298MVA。
2. 35kV側電能質量數據分析
為確定MCR型SVC裝置研究與應用的方案，2010年9月對銀城鋪35kV兩段母線進行了電能質量測試。測量的指標主要為電壓總諧波畸變率、電壓閃變、功率因數、無功波動、電壓偏差率和諧波電流。通過對實際測量數據的分析，銀城鋪變電站35kV的4號母線存在的主要電能質量問題為：
1）功率因數偏低，僅為0.899（不投10kV電容器時）。
2）電壓總諧波畸變率超標，如下表：
3）電壓閃變超標，如下表：
4）諧波以3次、5次諧波為主。
3. MCR型SVC設計方案
通過實測電能質量數據和對其進行的分析，確定補償方案的設計目標為：不投10kV電容器時功率因數補償至0.97～0.99；消除母線上的電壓畸變和閃變，濾除35kV母線3次、5次諧波；通過調節MCR可以將電壓穩定在35 kV～36.8 kV范圍之內。
3.1 一次設備接線方式
在35kV的4號母線上設計安裝FC+MCR型靜止型動態無功補償及諧波濾波裝置（SVC），其中FC分為兩組，兼做濾波器使用，分別配置為3、5次諧波濾波器。
磁閥式可控電抗器（MCR）采用角形連接，濾波器由濾波電容器和濾波電抗器組成，其控制策略是以穩定35kV母線無功為主要目的，并對電壓波動進行修正，采用閉環控制。通過PT檢測母線電壓，CT檢測母線電流，通過控制器計算系統此刻的無功功率值，再根據檢測到的母線電壓，計算在限定的電壓范圍內補償所需的無功功率。通過對MCR晶閘管開通角度的調節，滿足穩定系統無功的主要目的。采用閉環控制可以實現快速響應和精確調節，使SVC達到最優的補償效果。
3.2 35kV母線補償容量的計算
35kV側負荷基波無功補償量計算，按未投入10kV電容器時功率因數計算。
（1）
式中，P為平均有功功率； 為自然功率因數； 為補償后達到的功率因數。計算時由實測值 ，a1取0.899，a2取0.99，則 MVar，考慮到適當余度，補償設計補償容量可取21-24MVar。
3.3 濾波支路設計
在濾波器設計中，一般不將其設計到真正諧振狀態，在整定值時，可將支路的電容變化率分別為1.07%（H3）和2.2%（H5）；偏離調諧點范圍為0.5%（H3）和1.1%（H5），且濾波支路在設計時考慮了在調諧點諧波頻率±2.5%范圍內偏移時，均能達到濾波的要求例如：3次濾波器調諧值一般設計為2.985次濾波器設計值一般為4.95，設計濾波器時還要考慮品質因數，這個參數主要是衡量濾波效果；雖然理論上越大越好，但是品質因數過大，系統容易失諧，因此一般單調諧濾波器品質因數為15―45。濾波器主要參數如下表：FC部分全部投入后總設計容量18000kVar，總的基波容量為12000kVar。
3.4 磁控電抗器及其控制器設計
磁控電抗器由箱殼、器身、散熱片、油枕以及出線套管等組成，其可控硅箱與電抗器本體可置于同一箱體的方式。磁控電抗器設計額定容量為12000kvar。一次接線圖如下：
4.效果分析
通過對銀城鋪變電站35kV母線設計以MCR為主體的SVC無功補償裝置，能夠成功地解決目前存在的電能質量問題，提高系統的電壓穩定性，其效果主要表現在以下幾個方面：
1）功率因數：35kV母線的平均功率因數在0.97以上。
2）諧波：35kV母線各相3、5次諧波電流均明顯減小。
3）無功功率：35kV母線系統無功功率因SVC裝置的大幅度波動變得非常平穩。
4）動態響應：設計的MCR型SVC裝置在負荷發生變化的情況下，MCR能在1～2個周波內響應，并達到穩定。
5）電壓偏差率：設計的MCR型SVC裝置根據仿真分析，電壓合格率均為100％。
另外，從經濟效益上講，設計的SVC裝置還對減小電壓降落損耗、降低電網線損、抑制閃變、提高電網供電能力和延長變電站電力設備使用壽命等方面發揮了重要作用。
參考文獻:
[1] 陳伯超.新型可控飽和電抗器理論及應用.武漢：武漢水利電力大學出版社， 1999.20～66
[2] 徐俊起.新型靜止無功發生器的研究：[碩士學位論文].成都：西南交通大學，2003
磁控電抗器由箱殼、器身、散熱片、油枕以及出線套管等組成，其可控硅箱與電抗器本體可置于同一箱體的方式。磁控電抗器設計額定容量為12000kvar。一次接線圖如下：
4.效果分析
通過對銀城鋪變電站35kV母線設計以MCR為主體的SVC無功補償裝置，能夠成功地解決目前存在的電能質量問題，提高系統的電壓穩定性，其效果主要表現在以下幾個方面：
1）功率因數：35kV母線的平均功率因數在0.97以上。
2）諧波：35kV母線各相3、5次諧波電流均明顯減小。
3）無功功率：35kV母線系統無功功率因SVC裝置的大幅度波動變得非常平穩。
4）動態響應：設計的MCR型SVC裝置在負荷發生變化的情況下，MCR能在1～2個周波內響應，并達到穩定。
5）電壓偏差率：設計的MCR型SVC裝置根據仿真分析，電壓合格率均為100％。
另外，從經濟效益上講，設計的SVC裝置還對減小電壓降落損耗、降低電網線損、抑制閃變、提高電網供電能力和延長變電站電力設備使用壽命等方面發揮了重要作用。
參考文獻:
[1] 陳伯超.新型可控飽和電抗器理論及應用.武漢：武漢水利電力大學出版社， 1999.20～66
[2] 徐俊起.新型靜止無功發生器的研究：[碩士學位論文].成都：西南交通大學，2003
磁控電抗器由箱殼、器身、散熱片、油枕以及出線套管等組成，其可控硅箱與電抗器本體可置于同一箱體的方式。磁控電抗器設計額定容量為12000kvar。一次接線圖如下：
4.效果分析
通過對銀城鋪變電站35kV母線設計以MCR為主體的SVC無功補償裝置，能夠成功地解決目前存在的電能質量問題，提高系統的電壓穩定性，其效果主要表現在以下幾個方面：
1）功率因數：35kV母線的平均功率因數在0.97以上。
2）諧波：35kV母線各相3、5次諧波電流均明顯減小。
3）無功功率：35kV母線系統無功功率因SVC裝置的大幅度波動變得非常平穩。
4）動態響應：設計的MCR型SVC裝置在負荷發生變化的情況下，MCR能在1～2個周波內響應，并達到穩定。
5）電壓偏差率：設計的MCR型SVC裝置根據仿真分析，電壓合格率均為100％。
另外，從經濟效益上講，設計的SVC裝置還對減小電壓降落損耗、降低電網線損、抑制閃變、提高電網供電能力和延長變電站電力設備使用壽命等方面發揮了重要作用。
參考文獻:
篇7
在EIT系統中，由于電阻抗測量問題是影響電阻抗層析成像系統測量精度和重建圖像質量的關鍵和難點之一，所以對微小電阻抗測量電路的研究是極為重要的。并且電阻抗層析成像系統要求實時處理數據，對數據處理的速度也有較高的要求。因此，本文針對EIT系統中電阻抗測量電路及其測量數據處理模塊進行研究。利用Pspice仿真軟件輸出的直觀數據，設計出合理的信號測量電路，并在此基礎上進行參數優化，歸納得到EIT系統測量電路參數優化的一般準則，以滿足成像系統在不同應用領域的同一要求，實現更靈活的、有效的工業過程自動化監控功能。
一、基于pspice的電阻抗層析成像測量電路優化仿真
EIT系統由四個功能模塊組成，分別是信號發生模塊、電極選通模塊、信號測量模塊以及數據采集與通信模塊。其中，數據測量模塊由前置差分放大、帶通濾波器、相敏解調、低通濾波器四個子模塊組成。
1.可控增益差分放大
接收電極上測得的信號很小，需要進行適當的放大，同時濾除信號中的噪聲，以使后面的測量能得到較好的效果，本文選用芯片AD624完成這一功能，其pspice仿真電路及參數設置如圖1所示。
圖1 ERT仿真電路
2.帶通濾波
前置放大電路由于芯片內部本身電阻不匹配的問題，會導致共模抑制較理想情況有很大下降，這樣會使部分共模信號耦合到輸出端，經放大之后疊加在解調電路輸出，影響系統精度。所以在信號解調之前，用窄帶帶通濾波器濾除噪聲。本文采用集成運放及電容、電阻構成的二階帶通濾波器，其pspice仿真電路及參數設置如圖2所示。等效品質因數Q值是帶通濾波的一個重要指標，Q值越高，濾波器的陡峭系數越高，濾波性能越好，通過仿真發現電容C2與C3是影響濾波效果的關鍵參數。
3.相敏解調
前置差分放大電路輸出的信號依然是交流信號，無法作為成像數據，因此必須經過相敏解調電路將其轉化為直流信號，并經過低通濾波器濾除噪聲干擾信號，得到的直流電壓信號就可以作為成像數據了。
相敏解調方法可以分為開關解調、乘法解調以及數字解調。開關解調會產生較大的噪聲，且激勵源的頻率相對較低，應用較少；數字解調電路設計復雜，對A/D轉換和CPU的要求很高。因此，本文選用乘法解調的方式來解決
問題。
設輸入信號Vin與參考信號Vr是頻率相同，但相位不同的信號：
Vin=Asin（ωt+φ），Vr=sin（ωt+θ）,乘法器輸出電壓為Vd=Asin（ωt+φ）sin（ωt+θ）=A[cos（φ-θ）-cos（2ωt+φ-θ）]/2。經低通濾波器濾掉高頻成分后信號變為：VdLFP=Acos（φ-θ）/2。
由上式可知，輸入信號與參考信號間的相位差決定了輸出電壓值的大小，相位差越小，則輸出越接近理論值。因此可以通過采用相位補償電路來盡可能減小輸入端的相位偏差，優化解調輸出。
電路中的乘法器選用AD734。AD734為四象限乘法器，全功率帶寬為10MHz，靜態精度為0.15%，該芯片無需復雜的參數調節電路，控制靈活。
4. 低通濾波
由于傳感器電極的模擬開關在切換的過程中會引入高頻的開關噪聲，對有用信號造成干擾，影響電路正常工作，因此乘法解調的結果需要送到低通濾波環節，給直流電路濾除干擾，以供A/D采樣轉換。低通濾波所用時間占整個數據處理環節的大部分，因此，縮短低通濾波器的穩定時間可以提高整個信號處理模塊的實時性。就濾波效果而言，當然是階數越高效果越好，但使用更多的儲能元件，會增加濾波器穩定的延遲時間。因此，在力求不影響系統精度的前提下，改善濾波環節的實時性，所以本文選用二階巴特沃思濾波器。
二、仿真實驗及結果
1.差分放大仿真與結果
共模抑制比是差分放大電路的關鍵指標，在仿真中，差模增益設置為200，將AD624的差模輸入端進行短接后，在輸入端送入峰值為1V到10V不等的頻率為50kHz的信號，測出輸出端的電壓，根據公式計算發現，隨輸入共模信號的增加，共模抑制比呈上升趨勢，滿足電路中要求的60dB到80dB范圍的要求。
2.帶通濾波仿真與結果
在不斷改變電容C2與C3的條件下，研究它們對帶通濾波器幅頻特性的影響，通過實驗發現，當C2取值470pF附近時，波形最尖銳，Q值高，通帶范圍是35kHz～66kHz，滿足系統要求。當C3取值10pF附近時，該窄帶帶通濾波器的濾波效果最好。
3.相敏解調的仿真結果
實驗發現，輸入信號與輸出信號之間滿足二倍頻的關系，且輸出包含直流成分，證明了該乘法器電路正確可行。如果輸入信號與參考信號之間有相位差，假設偏差π/2，此時包含有效信息的直流分量被衰減為零。
前文已經提出，可以通過相位補償的方法，改善解調輸出，下面給出一個可行的方案。圖3為相位補償電路仿
真圖。
通過調節電容C1的取值，對于同一輸入信號，輸出信號的相位及幅值有所改變。
4. 低通濾波的仿真結果
實驗表明打破低通濾波器輸入端電阻的平衡，可以提高輸入電阻，減小輸出電阻，縮短濾波器的穩定時間，但需要以增益的減小為犧牲。實驗結果詳見表1。表1中電阻單位是Ω，時間單位是μs。
本文利用pspice軟件優化仿真EIT系統數據測量模塊中的核心電路，通過優化仿真參數，分析仿真結果，歸納出了此類電路的參數選定一般建議。
參考文獻：
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[2]李二平.ERT數據采集系統的優化與模塊化設計[M].天津大學碩士學位論文,2007.
[3]袁成剛.混頻激勵下電阻抗測量系統[M].:天津大學碩士學位論文,2005.
[4]史志才,王保良.電容層析成像技術在兩相流流型辨識中的應用[J].自動化儀表.2000(8).
[5]黃志堯,陳珙.兩相流流型辨識新方法的研究[J].浙江大學學報.1996(4).
篇8
Study on a new method of frequency measurement based on SAW sensor
MA Hui?cheng
（Science and Technology Department， Xi’an Innovation College， Yan’an University， Xi’an 710100， China）
Abstract： The shortcomings of the traditional frequency measuring methods are discussed in this paper. A new method of frequency measurement based on SAW sensor and a measuring circuit are designed. The frequency is preselected by SAW band?pass filter. The signal which is higher than intermediate frequency is measured by the method of frequency measurement and period measurement for others. The hardware circuit is composed of high speed digital devices. The system has high accuracy and is worth to spread.
Keywords： frequency measurement； SAW； sensor； intermediate frequency
傳統的頻率測量是利用頻率計數電路[1]，在規定的時間內對頻率信號進行計數，這個規定的時間就是閘門時間，閘門時間是由雙穩態電路提供的。測得的頻率數值[fx]，是在閘門時間[Tg]內對脈沖的計數值[Nx]與閘門時間[Tg]的比值，即[fx=NxTg]。當頻率計正常運轉時，被計數的信號脈沖首先通過閘門然后輸入計數器，一般狀況下，閘門的打開與閉合與計數脈沖在端口輸入的時間是不同的。因此在相同的閘門時間里，頻率計數器對相同的脈沖信號計數時，最終的顯示值是不一樣的，即有可能產生[±1]個脈沖誤差值[2]。[Nx]會產生誤差，[Tg]也會產生誤差，這些誤差的疊加就構成了實際的測頻誤差。利用晶振來產生基準時間信號[Tg]，方法是晶振的輸出信號[fb]通過[n]級10分頻電路，即[Tg=10n×1fb]。所以，[fx=Nx/Tg=Nx×][fb10n]。最終測頻法的相對誤差[dfxfx]為：
[dfxfx=dNxNx+dfbfb] （1）
[δf=δN+δ0] （2）
式中：[δN=dNxNx=±1Nx]是示值的相對誤差，也叫量化誤差；[δf=dfxfx]是被測頻率信號的相對誤差；[δ0=df0f0]是晶體振蕩器的頻率準確度，可以用來表示頻率信號的穩定程度。
由式（2）可得，，被測頻率的相對誤差由兩方面內容構成。即系統石英晶體振蕩器的頻率穩定度和量化誤差組成。量化誤差與兩個因素相關：被測信號的頻率值得上下限和雙穩態電路的輸出閘門時間。在某一頻率[fx]的值不變的情況下，閘門時間[Tg]越大，誤差值越小，閘門時間[Tg]越短，誤差值越大。如果取閘門時間[Tg]為某一定值時，測量值[fx]越大，誤差越小，測量值[fx]越小，誤差就越大。在檢測過程中就會出現頻率值較低的信號測量精度較低，頻率值較高的信號測量值較高的情況。系統的測頻結果與頻率信號的高低有直接關系。為了避免出現以上的情況，本文設計了一種利用表面聲波器件的新式測頻法。
1 新型測頻法原理
外界的物理量可以影響聲表面波（Surface Acoustic Wave，SAW）[3]傳感器輸出頻率的數值。表面聲波傳感器的固有頻率達到了百兆Hz量級，這個頻率太高，因此很難被頻率計精準測量，只有通過成比例的降低頻率才能精準測量。本文的被測量是表面聲波傳感器在進行了差動結構的改進之后輸出的頻率。這個頻率在經過混頻電路之后就處于0～1 MHz之間。這個頻率范圍是可以精準測量的。為了在頻率的兩端都有較高的測量精度和較低的測量誤差，本文設計了利用表面聲波帶通濾波器的新式頻率測量方法。帶通濾波器對于通過的信號有較強的選擇能力，只有信號的頻率在通頻帶內的信號才能無失真的通過。在此可以按照頻率的高低來設計兩個聲表面帶通濾波器，設計方式主要是在插指換能器的密度上按事先計算的結果來排成不同的密度，聲波在諧振腔內的振動頻率由于換能器的密度不同而不同。這樣最終輸出的頻率就根據插指的密度不同而不同，整個系統只要2個帶通濾波器就可以了。將來如果想要實現精度更高的系統，可以考慮多個帶通濾波器的情況，這樣帶通濾波器的設計難度會增加。
頻率信號的測量方式有兩類，高頻段可以測頻以及低頻段可以測周期。至于何時測頻以及何時測周期則要看測量儀器的中界頻率 的窄脈沖，以此脈沖觸發雙穩態電路1，從雙穩態電路的輸出端即得到所需要的寬度為基準時間的值可以推算出外界加速度的大小。同理，當[f1
2 分頻、計數以及顯示模塊的設計
被測信號的頻率介于0～1 MHz，相對數字電路器件來說信號的頻率稍高。電路各個元器件都有傳輸延遲的現象，高頻信號在測量中就會產生一些誤差，這些誤差體現在計數環節，譯碼環節及數碼顯示環節上。利用D觸發器具有分頻的特性，在正式測量前對信號進行降頻，這樣可以得到一個頻率相對較低的信號。這樣的信號在后續的測量過程中不會帶有太大的誤差。
圖2是后續電路，包括顯示、分頻和計數3個環節。頻率降低的原理是通過D觸發器對輸入被測信號首先進行兩分頻，這樣可以得到輸入信號頻率一半的被測信號。電路的結構是把D觸發器的端口[Q]與D觸發器的置位端口D直接連接從而構成兩分頻電路。觸發器輸出端的輸出信號再送到10進制計數器74LS192D的UP端口，這個信號的頻率很高達到了1 MHz，所以必須用6個數碼管來顯示被測結果。低位計數器的C0端口和高一位的UP端口連接，這樣就可以顯示6位10進制數字。電路圖里J1的功能是對數碼管進行清零操作，以保證測量開始時數碼管都顯示0。整體電路如圖2所示。3 試驗結果及精度分析
利用Multisim 10軟件對測頻電路進行分析。分析過程為選取1 MHz的標準信號，首先進行2分頻，整體電路里的頻率計XFC1對上述信號進行測量，顯示示值為500 kHz。使用軟件自帶的示波器對兩路信號進行觀測， 由圖3、圖4可得2分頻后的信號頻率約為被測信號頻率的一半。測試數據證明所設計的兩分頻電路滿足測量的要求。從表1可以看出，系統在測量時在低頻段的誤差幾乎為0，只有在高頻段才出現了誤差。信號源輸出的頻率為500 kHz時，系統的測量頻率為499 kHz，絕對誤差是1 Hz。信號源輸出的頻率為1 000 kHz時，系統的測量頻率為997 kHz，絕對誤差是3 Hz。
4 結 語
頻率的測量在科學研究工業生產的各個方面都具有很重要的作用，能否得到一個準確的頻率值往往決定了一個檢測系統的優劣。例如：現代很多傳感器輸出的信號具有準數字化特征，這個特征就是信號不用進行模/數轉換就可以直接輸入測量系統進行測量，電路的結構得以簡化，但是這個頻率信號的測量誤差是個難以解決的問題，傳統的測頻法無法解決在頻率的上、下限處測量時產生的較大誤差。本文提出的基于頻率選擇的測頻 本文由wWW. DyLw.NeT提供，第一 論 文 網專業寫作教育教學論文和畢業論文以及服務，歡迎光臨DyLW.neT法在誤差控制上得到了提高，但是還有一些問題尚需解決，例如下一步可以考慮測量理論的具體實現。利用智能系統實現新型頻率測量方法，首先要考慮選用哪種芯片，在電路中還要選取具體的雙穩態電路和相應的觸發器。電路中的濾波與放大電路也要設計合理，只有所有的因素滿足系統的需要，整個系統才能體現出設計目標。
圖4 雙通道示波器顯示圖
表1 試驗數據
參考文獻
.制造業自動化，2010（2）：184?185.
篇9
A Novel Microwave Differential Lowpass Filter Based on Double-sided Parallel-strip Line
Qing-Yuan Lu
（Xinglin College， Nantong University， No.999， East Outer Ring Road， Nantong， 226000）
Abstract ─ In this letter， a novel microwave differential lowpass filter （LPF） is firstly proposed based on the double-sided parallel-strip line （DSPSL）. As the DSPSL is with the inherent differential transmission property， one of identical metal strips in DSPSL can be either signal line or ground for the other strip. The lowpass characteristic for the differential-mode operation is achieved when port 1’（ 2’ ） possess opposite signal lines as compared with port 1 （2）. L-C equivalent circuits for both differential-mode and common-mode are given to illustrate the frequency responses of the two modes. A demonstrated filter with 3 dB cut-off frequency at 1 GHz has been designed， fabricated and measured for the purpose of verification. The designed LPF features advantages of low in-band insertion loss and wide-band common-mode suppression. Good matching between the simulated and measured results has been observed， which verifies the proposed structure and its design concept.
Index Terms - double-sided parallel-strip line （DSPSL），Differential filter，lowpass filter.
一、 引言
S著現代無線通信系統的快速發展，平衡式電路因為許多的優點如抑制噪聲能力、低串擾和低電磁干擾等優點，而受到了越來越多研究者的關注。濾波器作為一個頻率選擇器件，在無線通信系統中起著重要的作用。許多形式的傳輸線被用來設計平衡式濾波器，比如：微帶線、帶狀線、雙邊平行帶線和基片集成波導等[1]-[6]。
傳統的平衡式濾波器設計方法并不容易實現具有高共模抑制度的平衡式低通濾波器。因為對于一對差分傳輸線而言，其差模情況下的等效電路始終會存在虛擬接地點。比如文獻[1]-[4]中的結構并不能用來設計低通濾波器，因為其差模等效電路中擁有短路接地點。因此，很少有相關的論文涉及微波頻段的平衡式低通濾波器設計。據作者所知，只有文獻[8]-[9]提出了一種可以用來設計平衡式低通濾波器的方法，但是這種利用缺陷地結構來抑制共模信號的方法很難在實現較寬頻帶范圍。
如圖1所示，本文提出了一種新型的微波平衡式低通濾波器。該濾波器設計基于雙邊平行帶線結構，擁有低帶內插損和較寬的共模抑制能力等優點。并且介紹了一種濾波器的簡單設計方法。
二、 濾波器設計
圖1為所設計的平衡式低通濾波器的結構示意圖。傳統的雙邊平行帶線是一種平衡式傳輸線，其結構中間層為介質，介質兩面為對稱的信號線。因為雙邊平行帶線的對稱特性，我們可以將“地”線和“信號”線互換使用。通過將端口處成對的SMA接頭中的一個反接，可以實現差模等效電路與共模等效電路的互換，反之亦然。
差模情況下的低通特性是利用端口1（2）與端口1’（2’）相反的信號線來實現的。圖2為平衡式低通濾波器的差模和共模的等效電路以及L-C原型。
圖2 所設計的低通濾波器模的等效電路以及L-C原型電路
（a） 差模等效電路
（b） 共模等效電路
（c） 差模L-C原型電路
（d） 共模L-C原型電路
對于差模情況，如文獻[11]第5章所述，可利用開路枝節實現低通響應。具有較高阻抗的傳輸線可以等效為電感（L1、L2和L3），那么開路枝節可以等效為接地電容（C1和C2）。在本設計中，我們將3dB截止頻率設定為1GHz，兩個傳輸零點分別設置在1.66GHz和2.3GHz用來提高低通濾波器的頻率選擇性。其零點的計算公式如下：
（1）
對于共模響應，短路枝節可以等效為電感（L4和L5）和電容（C3和C4）的并聯。其共模的諧振點由并聯的L4C3和并聯的L5C4控制。而且這些共模諧振頻點遠離差模的通帶響應，所以該平衡式低通濾波器可以在較寬的頻帶內抑制共模信號。
表1為實現上述差模低通濾波器所需的L-C的值。圖3中的藍線部分為該低通濾波器利用L-C原型電路進行仿真的頻率響應。
基于上述理論分析設計了一款差分低通濾波器。其結構參數如下：l1 = 20 mm， l2 = 20 mm， l3 = 16 mm， l4 = 14 mm， w1 = 0.5 mm， w2 = 4.5 mm， w3 = 5.75 mm?；宀捎昧_杰斯4003C，其介電常數為3.38，厚度32mil，損耗角為0.0027。圖3中帶有紅色三角的曲線為該濾波器通過軟件仿真得出的頻率響應。由圖可見，與利用L-C原型電路的仿真結果吻合良好。
三、 測試結果
為了驗證其理論的正確性，我們加工了該濾波器的樣品。圖4為該樣品的照片。該濾波器的仿真結果是通過軟件Aglient ADS 和Ansoft HFSS。電路樣品測試采用Aglient公司的四端口矢量網絡分析儀N5230A，該儀器可以同時測出差模和共模的S參數。圖3為該平衡式電路的仿真與測試結果，兩者吻合良好。從該濾波器的測試結果中可以看出，低通濾波器的3dB截止頻率為1GHz，插入損耗小于0.22dB。該濾波器擁有良好的通帶性能，而且10dB的共模抑制能力可以達到2.7GHz。
四、 結論
本文提出了一種基于雙邊平行帶線的平衡式低通濾波器。通過相反的端口結構實現了平衡式濾波器差模響應的低通特性。為驗證該理論，設計并制造了該濾波器樣品，仿真與測試吻合良好。該濾波器的通帶性能良好，并磧薪峽淼墓材R種頗芰Γ適用于現代無線通信系統。
致謝
項目基金：南通市科技計劃項目（GY12015021）。
參考文獻
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篇10
1.FIR濾波器基本原理
根據沖激響應的時域特性，數字濾波器可分為無限長沖激響應濾波器（IIR）和有限長沖激響應濾波器（FIR）。相比于IIR濾波器，FIR的突出優點是：具有精確的線性相位；總是穩定的；硬件容易實現；濾波器的過渡過程具有有限區間。
FIR濾波器的基本結構可以理解為一個分節的延時線，把每一節的輸出加權累加，可得到濾波器的輸出。FIR濾波器的沖激響應h（n）是有限長的，數學上N階FIR濾波器可以表示為：
2.FIR濾波器的結構形式
FIR數字濾波器的實現一般有直接型、轉置型、線性相位型、級聯和頻率采樣等。
（1）直接型FIR數字濾波器
直接型FIR數字濾波器也稱卷積型或橫截型FIR數字濾波器。因為差分方程是信號的卷積形式，所以稱為卷積型FIR數字濾波器。因為FIR數字濾波器的輸入是一條x（n）延時鏈的橫向結構，所以稱為橫截型FIR數字濾波器。圖1給出了一個N階的直接型FIR數字濾波器的圖解。
（2）轉置型FIR數字濾波器
直接型FIR數字濾波器的一種變換可稱之為轉置型FIR數字濾波器，可以根據圖1來構造：l）互換濾波器的輸入和輸出；2）顛倒信號流向的方向；3）用差分放大器代替加法器，反之亦可。轉置型FIR數字濾波器，這種FIR數字濾波器有兩個特點：一是所有的乘法器的被乘數都是相同的，二是無需額外寄存器來緩存采樣的數據。
（3）線性相位的FIR數字濾波器
FIR數字濾波器系統的最主要特性就是它能夠構成具有線性相位的數字濾波器。所謂的線性相位特性就是指數字濾波器對不同頻率的輸入信號所產生的相移與輸入信號的頻率是直線關系。因此，在FIR數字濾波器通帶內的信號通過FIR數字濾波器后，除了由相頻特性的斜率所造成的延遲之外，可以不失真的保留通帶內的全部信號。線性相位的FIR數字濾波器的對稱性還可以降低濾波器中所需的乘法器的個數。如圖2所示，可以看到在“對稱”的結構中，每一個濾波周期均提供了一個乘法器的預算資源，使得乘法器的數量是圖1中（直接型FIR數字濾波器）的一半。
（4）級聯FIR數字濾波
級聯FIR數字濾波器在需要控制FIR數字濾波器的系統函數的零點時，可將式（3）分解成二階的實系數因子的模式：
這樣就可以得到二階級聯結構。這種結構中，每一節都控制著一對一的零點，因此在需要控制系統的傳輸零點時可采用。但相應的FIR數字濾波器系數會增加，乘法運算的次數會增加，而且需要乘法器的個數更多，因此還會需要更多的存儲器，運算時間也會比直接型FIR數字濾波器增加。
（5）頻率采樣FIR數字濾波器
頻率采樣FIR數字濾波器結構，是用系數將FIR數字濾波器參數化的實現的結構。一個有限長的序列可以通過相同長度的頻域采樣值而唯一確定。
將系統函數在單位圓上N等分后取樣，是單位取樣響應h（n）的離散傅里葉變換H（k）。H（k）跟系統函數的關系可以用內插公式來表示：
頻率采樣FIR數字濾波器的優點在于其選頻性好，適用于窄帶濾波；不同的FIR數字濾波器，若其長度相同，則可通過改變系統的系數后，用同一個網絡實現，復用性好。頻率采樣FIR數字濾波器不足之處在于在具體實現時難免存在誤差，零、極點可能不能夠正好抵消，造成系統的不穩定；結構非常復雜，所需存儲器很多。
通過比較FIR濾波器實現方法，不管是從復雜度、穩定性還是消耗資源上考慮，還是用線性相位型結構的FIR濾波器比較好。
3.濾波器系數設計
FDATool（Filter Design&Analysis Too1）是Matlab信號處理工具箱專用的濾波器設計分析工具，操作簡單、靈活，可以采用多種方法設計FIR濾波器。這種方法設計的數字濾波器，可以隨時調整濾波器特性，而且濾波結果實時顯示在圖形區，減少了工作量，有利于濾波器設計的進一步優化。
根據給定的濾波器設計指標，FIR濾波器通帶帶寬為2MHz，截止頻率為3MHz，主要完成濾除3MHz以上干擾信號的工作，濾波器階數為32階。在FDATool中選用FIR低通濾波器設計，其幅頻響應和相頻響應如圖3和圖4所示。
通過MATLAB可以得到32階的FIR低通濾波器系數，系數為[-0.0032；-0.0096； -0.0116；-0.0057；0.0068；0.0196；0.0233；0.0115；-0.0138；-0.0402；
-0.0494；-0.0259；0.0341；0.1175；0.1984；0.2481；0.2481；0.1984；0.1175；0.0341；-0.0259；-0.0494；-0.0402； -0.0138；0.0115；0.0233；0.0196；0.0068； -0.0057；-0.0116；-0.0096；-0.0032]。
從幅頻響應和相頻響應可以看出實現低通濾波功能的同時得到了一個具有線性相位特性的濾波器系數。由于MATLAB計算得到的濾波器系數為浮點數，而FPGA只能處理定點數據，所以還需要通過MATLAB將浮點數通過量化取整后轉化為定點數。
4.FPGA實現及仿真結果
通過MATLAB中Simulink建立FIR濾波器模型，FPGA采用Xilinx公司的Spartan3A的XA3S200A器件，經過ISE軟件綜合后的濾波器頂層圖如圖5所示。
對自動生成得測試代碼進行時序仿真，其仿真時序圖如（圖6）所示。
對于已在Simulink中構建完成的模型，啟動仿真，其濾波前后的頻譜圖和時域波形圖如圖7-1、7-2所示。
通過濾波前后頻譜分析對比發現，濾波前信號幅值基本一樣，而濾波后高頻信號的幅值衰減很大，從波形圖分析對比發現，濾波前信號波形較密集，包含有高頻成分，濾波后信號波形較疏松，濾去了高頻成分。由此可知該FIR低通濾波器達到了濾波的效果。
5.結束語
研究了在FPGA中實現線性相位FIR濾波器的理論原理及設計方法，并在Xilinx FPGA器件上實現，借助ISE及MATLAB軟件分別對FPGA實現結果和理論算法結果進行了仿真驗證，經過數據分析，測試結果證明該FIR濾波器完全能夠滿足設計要求。
參考文獻
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篇11
電力系統諧波問題早在20世紀20年代和30年代就引起科學家和工程師們的注意。早在19世紀末，當交流電以一種新興的動力形式出現時，人們就發現了電壓、電流的波形畸變問題，并同時對畸變的原理及消除方法等開始研究。當時在德國，由于使用靜止汞弧變流器而造成了電壓、電流波形的畸變。1945年JCRead發表的有關變流器諧波的論文是早期有關諧波研究的經典論文。
2.電力電子裝置中的諧波產生
諧波即對周期性的交流量進行傅里葉分解，得到頻率大于一的整數倍基波頻率的分量。電網中的諧波主要是由各種大容量功率變換器以及其他非線性負載產生的，其中主要的諧波源是各種電力電子裝置，如整流裝置、交流調壓裝置等，這其中，整流裝置所占的比例最大，它幾乎都是采用帶電容濾波的二極管不控整流或晶閘管相控整流，它們產生的諧波污染和消耗的無功功率是眾所周知的；除整流裝置外，斬波和逆變裝置的應用也很多，而其輸入直流電源也來自整流裝置，因此其諧波問題也很嚴重，尤其是由直流電壓源供電的斬波和逆變裝置，其直流電壓源大多是由二極管不控整流后經電容濾波得到的，這類裝置對電網的諧波污染日益突出。
3.諧波的危害
電網中日益嚴重的諧波污染常常對設備的工作產生嚴重的影響，其危害一般表現為：1）諧波電流使輸電電纜損耗增大，輸電能力降低，絕緣加速老化，泄漏電流增大，嚴重的甚至引起放電擊穿。2）使電動機損耗增大，發熱增加，過載能力、壽命和效率降低，甚至造成設備損壞。3）容易使電網與用作補償電網無功功率的并聯電容器發生諧振，造成過電壓或過電流，使電容器絕緣老化甚至燒壞。4）諧波電流流過變壓器繞組增大附加損耗，使繞組發熱，加速絕緣老化，發出噪聲。5）使大功率電動機的勵磁系統受到干擾而影響正常工作。6）影響電子設備的正常工作，如：使某些電氣測量儀表受諧波的影響而造成誤差，導致繼電保護和自動裝置誤動作，對鄰近的通信系統產生干擾，非整數和超低頻諧波會使一些視聽設備受到影響，使計算機自動控制設備受到干擾而造成程序運行不正常等。
4.諧波的抑制
4.1采取主動措施，減少電力電子設備的諧波含量
1）多脈波變流技術 對于大功率電力電子裝置，常將原來6脈波的變流器設計成12脈波或24脈波變流器，以減少交流側的諧波電流含量。
2）脈寬調制技術 其基本思想是控制PWM輸出波形的各個轉換時刻，保證四分之一波形的對稱性。使需要消除的諧波幅值為零，基波幅值為給定量，達到消除指定諧波和控制基波幅值的目的。
3）多電平變流技術 針對各種電力電子變流器采用移相多重法、順序控制和非對稱控制多重化等方法，將方波電流或電壓疊加，使得變流器在交流電網側產生的電流或電壓為接近正弦的階梯波，且與電源電壓保持一定的相位關系。
4.2安裝電力濾波器，提高濾波性能
1）無源電力濾波器。無源電力濾波器（PPF）即利用電容和電抗器組成LC調諧電路，在系統中能夠為諧波提供并聯低阻通路，起到濾波作用；同時，利用電容還能補償無功功率，改善電網的功率因數。但由于結構和原理上的原因，使用無源濾波裝置來解決諧波問題也存在一些難以克服的缺點，如：只能濾除特定次諧波，諧波補償頻帶較窄，過載能力小，對系統阻抗和頻率變化的適應性較差，穩定性較差，體積大，損耗大等。
2）有源電力濾波器。通過檢測電網中的諧波電流，然后控制逆變電路產生相應的補償電流分量并注入電網，以達到消除諧波的目的。APF按與系統的連接方式不同可分為串聯型、并聯型和串―并聯混合型。并聯型APF主要適用于感性電流源負載的諧波補償，串聯型APF主要用于消除帶電容的二極管整流電路等電壓型諧波源負載對系統的影響，串―并聯型APF兼有串、并聯APF的功能。APF濾波特性不受系統阻抗影響，不會與電網阻抗產生串聯和并聯諧振的現象，且對外電路的諧振具有阻尼的作用。此外，APF具有高度可控性和快速響應性，不僅能補償各次諧波，還可抑制電壓閃變，補償無功電流，性價比較為合理。
3）混合型電力濾波器?；旌闲碗娏V波器將無源濾波器與有源濾波器組合起來，其中有源濾波器不直接承受電網電壓和負載的基波電流，僅起負載電流和電網電壓的高次諧波隔離器的作用，因而有源濾波器的容量可以設計得較小，利用串聯的有源濾波器增加高次諧波阻抗而對基波無影響的特性，可以改善無源濾波器的濾波效果，防止與電網之間發生諧振，但其缺陷是有源濾波器的性能很大程度上決定于電流互感器的特性。另外新型混合有源電力濾波器方案，采用開關頻率較低的IGBT構成的逆變器來進行無功補償，由開關頻率高，耐壓較低的MOSFET構成的逆變器進行諧波電流補償，高頻逆變器的輸出側采用變壓器隔離，可消除大部分干擾。為了更好地達到抑制諧波的效果，對不同的諧波源負載應該采用相應結構的濾波裝置，如級聯型大功率APF、基于DSP的智能型APF等的研究都標志著低損耗、大功率、高頻率、智能化的APF是其發展方向。
5.結論
日益嚴重諧波污染已引起各方面的高度重視，“諧波污染”已成為電網內三大公害之一。隨著對諧波現象的進一步認識，將會找到更有效的方法抑制和消除諧波，同時也有助于制度更加合理的諧波管理標準。為了更好地達到抑制諧波的效果，對不同的諧波源負載應該采用相應結構的濾波裝置，只有各方面都重視起來，進行治理，才能還電網一個干凈的環境。
參考文獻：
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篇12
2 電氣工程的節能設計
2.1 高運行效率
為了提高電氣自動化系統的運行效率，應盡量選擇節能型的電力設備，通過減少系統損耗、無功補償、均衡負荷等方法，治理電網線路的不平衡電壓，平均分擔導線負荷壓力，不僅可有效提高系統運行效率，并且獲得明顯的節能效果。例如，在電氣自動系統配電設計時，可合理選取設計參數和調整電路負荷，從而提高電氣系統電源設備的綜合利用率和運行效率，直接或者間接地降低電能損耗。
2.2 完善配電設計 [本文轉自DylW.Net專業提供寫作物理教學論文和職稱論文的服務，歡迎光臨Www. DylW.NEt點擊進入DyLw.NeT 第一 論 文網]
配電設計應首先考慮電氣自動化系統的適用性，滿足供電設備的穩定性、可靠性要求和用電設備的電力負荷容量要求以及電氣設備度對控制方法的要求等。在設計配電系統時，除了要滿足電氣設備和用電設備的運行要求外，還要確保電力系統的可靠、靈活、易控、穩定、高效等。其次，重點考慮電力系統的穩定和安全性，第一要確保電氣自動化系統線路具有良好的絕緣性，第二，在設計走線時，應嚴格控制水平導線的絕緣距離，第三，確保導線的動態穩定、熱穩定和負荷能力的裕度，保障電氣自動化系統運行中配電設備和用電設備的安全、穩定性，同時應做好電氣自動化系統的接地和防雷設計[2]。
3 節能技術在電氣自動化中的應用
3.1 加裝有源濾波器
電網線路中的大量諧波易導致電氣自動化系統中的電氣設備出現誤操作，為了提高電氣自動化系統的安全性，可在電氣設計時加裝有源濾波器，消除電網的大量諧波，降低電氣自動化系統的線路損耗。隨著電網線路中各種電氣設備數量不斷增加，電網線路諧波也不斷增加，這時基波電壓和諧波阻抗電壓易發生重疊，導致電力系統電壓發生不同程序畸變，引起電氣設備誤動作。在電氣自動化系統中加裝有源濾波器可有效解決這個問題，有源濾波器使用功率寬、動態性能好、反應速度快，并且可有效補償電網線路的無功功率，通過有源濾波器過濾電網線路的諧波，有效減少電氣設備的誤操作和誤動作，提高電氣自動化系統的節能效果。
3.2 加裝無功補償裝置
在電氣自動化設計中，可適當加裝無功補償裝置，減少電路損耗，確保電網的運行效率和運行質量，提高電力系統的安全性和穩定性。通過加強無功補償裝置補償電網線路的無功功率，應滿足以下要求：其一，根據電網無功功率情況，設置無功補償裝置的投切參數物理量，可有效避免無功補償裝置發生投切震蕩、無功倒送等情況；其二，安裝無功補償裝置時，對電網線路的局部區域進行就地補償，特別是用電量較大的線路，不僅可保障電網供電質量，而且可有效減少電網線路無功功率的長距離傳輸，具有顯著的節能效果；其三，為了獲得更好地武功補償效果，在選擇無功補償裝置的投切方式時，由于無功補償裝置的分擔方式、投切開關方式、按編碼分配方式、按比例分配方式等難以達到預期的無功補償效果，因此最好采用具有調節平滑、跟蹤準確、適應面廣等特點的模糊投切方式[3]；其四，在使用無功補償裝置對電網線路進行無功功率補償時，要根據電氣自動化系統的具體運行參數值，如目標功率因數、配電電壓值、電流負荷等，來合理確定電容器容量。
3.3 優化變壓器選擇
為了提高電氣自動化系統的節能效果，應優化變壓器的選擇，一方面，電氣自動化系統應盡量選擇節能型變壓器，降低變壓器的有功功率損耗；另一方面，變壓器電氣設計，通過在三相電源上均勻分解單相設備、單相無功功率補償裝置、三相四線制供電等方式，減少電網線路的不平衡負荷，具有良好的節能效果。
3.4 減少線路傳輸損耗
由于電網線路上有電阻，在電能傳輸過程中不可避免會產生有功功率損耗，雖然這部分損耗不可能完全消除，但是可通過一定措施，最大程度的降低線路損耗。第一，增大導線橫截面積，在確保電氣自動化系統的電氣特性基礎上，適當增加導線橫截面積，降低導線電阻，從而減少線路損耗；第二，合理設計布線路徑，電氣自動化系統設計在導線布線時，應合理設計布線路徑，避免線路過度彎曲，可有效減少導線電阻；第三，減少負荷中心和變壓器之間的距離，縮短供電距離，減少電網線路傳輸電能的功率損耗；第四，為了減少電網線路電能損耗，盡量選擇電導率較小的導線材質，提高電網線路的節能性。
4 結語 [本文轉自DylW.Net專業提供寫作物理教學論文和職稱論文的服務，歡迎光臨Www. DylW.NEt點擊進入DyLw.NeT 第一 論 文網]
在節能減排的社會大環境下，電氣自動化節能設計引起人們的廣泛關注，結合電氣自動化系統的運行要求，積極應用多種節能技術，優化電氣自動化系統節能設計，最大限度地發揮節能技術在電氣自動化中的作用，減少電網損耗，實現最大化的經濟效益和社會效益。
參考文獻
篇13
1 電力系統中的諧波源
1.1 諧波的定義
“諧波”一詞起源于聲學。有關諧波的數學分析在18世紀和19世紀奠定了良好的基礎。傅利葉等提出的諧波分析方法至今仍被廣泛應用。電力系統的諧波問題早在20世紀20年代和30年代就引起了人們的注意。當時在德國，由于使用靜止汞弧變流器而造成了電壓、電流波形的畸變。1945 J.C.Read發表的有關變流器諧波的論文是早期有關諧波研究的經典論文。到了50年代和60年代，由于高壓直流輸電技術的發展，發表了有變流電力系統、工業、交流及家庭中的應用日益廣泛，諧波所造成的危害也日趨嚴重。世界各國都對諧波問題予以充分和關注。國際上召開了多次有關諧波問題的學術會議，不少國家和國際學術組織都制定了限制電力系統諧波和用電設備諧波的標準和規定。
供電系統諧波的定義是對周期性非正弦電量進行傅利葉級數分解，除了得到與電網基波頻率相同的分量，還得到一系列大于電網基波頻率的分量，這部分電量稱為諧波。諧波頻率與基波頻率的比值（n=fn/f1）稱為諧波次數。電網中有時也存在非整數倍諧波稱為非諧波（Non-harmonics）或分數諧波。諧波實際上是一種干擾量，使電網受到“污染”，而現在供電系統諧波污染日趨嚴重。
1.2 電力系統中主要的諧波源
所謂諧波是指一個周期電氣量的正弦波分量，其頻率為基波頻率的整數倍。周期為T=2π/ω的非正弦電壓u（ωt），在滿足狄里赫利條件下，可分解為如下形式的傅里葉級數：
式中，頻率為 （n=2，3…）的項即為諧波項，通常也稱之為高次諧波。電網諧波的產生，主要在于電力系統中存在各種非線性元件。即使電力系統中電源的電壓為正弦波，但由于非線性元件的存在，從而電網中總有諧波電流或電壓。產生諧波的元件很多，包括熒光燈和高壓汞燈等氣體放電燈、感應電動機、電焊機、變壓器、電弧爐及晶閘管整流設備等，其中最為嚴重的是大型的晶閘管整流設備和大型電弧爐，它們產生的諧波電流特別突出。經統計表明，它們產生的諧波占總諧波量的近40%，是最大的諧波源。下面將對整流裝置、電弧爐和電氣化鐵道的諧波進行簡要的分析。
2 電力系統諧波仿真
系統仿真是根據被研究的真實系統的數學模型研究系統性能的一門學科，現在尤指利用計算機去研究數學模型行為的方法。計算機仿真的基本內容包括系統、模型、算法、計算機程序設計與仿真結果顯示、分析與驗證等環節。仿真是系統分析研究的重要手段，它可以驗證理論和設想、模擬實際系統運行過程、分析系統特性隨參量的變化規律、描述系統的狀態與特性，可以具有實驗相同的作用，同時可以避免實際操作的復雜性，完成無法實驗系統或過程的仿真模擬等。因此，實現對永磁同步伺服系統的仿真具有實際意義。
2.1 仿真工具介紹
近20年以來，國際、國內出現了許多專門用于計算機數字仿真的仿真語言與工具，如CSMp，ACSL，SIMNON，MATLAB/SimulinLk，Matrix刀SystemBuild，CSMP一C等。
Matlab是以復數矩陣作為基本編程單元的一種高級程序設計語言，它提供了各種矩陣的運算與操作，并有較強的繪圖功能。MATLAB是一個高度集成的軟件系統，它集科學與工程計算、圖形可視化、圖像處理、多媒體處理于一身，并提供了實用的WindowS圖形界面設計方法，使用戶能設計出友好的圖形界面。MATLAB語言在自動控制、航天工業、汽車工業、語音處理、信號分析、圖像信號處理等各行業中都有極廣泛的應用。Simulink是用于MATLAB下建立系統框圖和仿真的環境，利用它的SinLk、Souree、Linear、Nonlinear、Conneetors、Extra選用現成模塊或創建自己的模塊，對于某些沒有模型而又不便創建模型的環節或控制算法可以采用M文件（s函數）來實現系統部分功能。模型建立后，可以啟動仿真。仿真過程中所感興趣的量可以使用Scope示波器來加以觀察。Simulink中可以使用的電力系統仿真模塊集（powerSystemsBloekset）提供了七大類上百種電氣元件模型，包括開關元件和電機模型等，可以用于電路、電力電子系統、電機系統、電力傳輸等過程的仿真。它提供了一種類似電路建模的方式進行模型繪制，在仿真前將自動將其變化成狀態方程描述的系統形式，然后才能在Simulink下進行仿真分析。
2.2 對無源濾波器進行仿真
在MATLAB/Simulink環境下，利用PSB模塊庫，在分析了無源濾波器的基礎上，建立了仿真模型。本系統采用三相整流電路對電路系統注入諧波，分析比較仿真數據。
2.2.1 無源濾波模塊
該無源濾波模塊由三個單調諧濾波器和一個高通濾波器組成，主要針對整流器產生的特征諧波進行濾波，三個單調諧濾波器調諧在5、7、11特征諧波頻率上。
2.2.2 三相整流橋模塊
利用該模塊模擬電力系統中的整流裝置產生的諧波源，并對其進行濾波仿真。
2.2.3 10KV電力系統仿真模塊
這個電力系統的仿真模塊，可以準確的輸出三相正弦電壓，提供電力系統諧波的頻域分析，從而更加明了的看出濾波的效果。
2.3仿真結果分析
從仿真結果可以看出，利用無源濾波器對電力系統中的諧波源（三相整流電路）進行濾波，電力系統中的諧波電流有明顯下降，電流波形與正弦波仍相差較遠；在電路系統中加裝有源電力濾波器，濾波前電力系統中含有大量的諧波電流，濾波后電流波形近似為正弦波，頻域分析中的諧波含量幾乎為零?？梢钥闯鲇性措娏V波器比起無源濾波器有更強的濾波效果。
3 結論
隨著我國諧波治理工作的深入開展，諧波的發生，綜合動態的諧波治理措施，電網的無功功率補償問題，是當前電力系統面臨的一大課題。要消除諧波污染，除在電力系統中大力發展高效的濾波措施外，在設計、制造和使用非線性負載時，也要采取有力的抑制諧波的措施，減小諧波侵入電網，從而真正減少由于諧波污染帶來的巨大經濟損失。
參考文獻：
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[2]王慶紅.遵義電網諧波分析與監測[D].貴州大學，2006.